【文章內(nèi)容簡(jiǎn)介】 對(duì)開(kāi)關(guān)整流電路而言， AC/DC 前端通常由橋式整流器和大容量濾波器組成。在這種電路中，只有當(dāng)線路的峰值電壓大于濾波電容兩端的電壓時(shí)，整流元件中才有電流通過(guò)。 i 為輸入電流， u 為輸入電壓。輸入電流 i 呈尖脈沖形式，且產(chǎn)生一系列奇次諧波，致使功率因素降低為 。所以，對(duì)開(kāi)關(guān)整流電路而言，不 良功率因素主要源于電流波形的畸變。 諧波電流對(duì)電網(wǎng)的危害 脈沖狀的輸入電流中含又大量諧波，因此在 AC/DC 整流輸入端需加濾波電路，從而增加了電路的體積和成本。諧波電流對(duì)電網(wǎng)的危害主要表現(xiàn)在以下幾個(gè)方面； （ 1）諧波電流的“二次效應(yīng)”，即電流流過(guò)線路阻抗而造成的諧波壓降反過(guò)來(lái)使電網(wǎng)電壓波形也發(fā)生畸變。 第 12 頁(yè) 共 51 頁(yè) （ 2）諧波電流引起電路故障，損壞設(shè)備。如使線路和配電設(shè)備過(guò)熱，諧波電流還會(huì)引起電網(wǎng) LC諧振，或者高次諧波電流流過(guò)電網(wǎng)的高壓電容，使之過(guò)流、過(guò)熱而導(dǎo)致電容器損壞。 （ 3）三相四線制電路中，三次諧波在中線中的電 流同相位，合成中線電流很大，可能超過(guò)相電流，中線又無(wú)保護(hù)裝置，使中性線因過(guò)流而導(dǎo)致中性線過(guò)熱而引起火災(zāi)并損壞電氣設(shè)備。 （ 4）諧波電流對(duì)自身及同一系統(tǒng)中的其他電子設(shè)備產(chǎn)生惡劣的影響，如引起電子設(shè)備誤操作，引起電話網(wǎng)噪音，引起照明設(shè)備故障等。 功率因數(shù)校正實(shí)現(xiàn)方法 由式 (31)可知，要提高功率因數(shù)有兩個(gè)途徑，即使輸入電壓、輸入電流同相位；使輸入電流正弦化。利用功率因數(shù)校正技術(shù)可以使交流輸入電流波形完全跟蹤交流輸入電壓波形，使輸入電流波形呈純正弦波，并且和輸入電壓同相位，此時(shí)整流器的負(fù)載可等效為純電阻。 功率因數(shù)校正電路分為有源和無(wú)源兩類(lèi)。無(wú)源校正電路通常由大容量的電感、電容組成。雖然無(wú)源功率因數(shù)校正電路得到的功率因數(shù)不如有源功率因數(shù)校正電路高，但仍然可以使功率因數(shù)提高到 ~，因而在中小功率電源中被廣泛采用。有源功率因數(shù)校正電路自上世紀(jì) 90 年代以來(lái)得到了迅速推廣。它是在橋式整流器與輸出電容濾波器之間加入一個(gè)功率變換電路，使功率因數(shù)接近 1。有源功率因數(shù)校正電路工作于高頻開(kāi)關(guān)狀態(tài)，體積小、重量輕，比無(wú)源功率因數(shù)校正電路效率高。本文主要討論有源功率因數(shù)校正方法。 （一） 有源功率因數(shù)校正方法分類(lèi) 1) 按有源功率因數(shù)校正拓?fù)浞诸?lèi) (a) 降壓式 因噪聲大，濾波困難，功率開(kāi)關(guān)管上電壓應(yīng)力大，控制驅(qū)動(dòng)電平浮動(dòng)，很少被采用。 (b) 升／降壓式 須用二個(gè)功率開(kāi)關(guān)管，有一個(gè)功率開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)浮動(dòng)，電路復(fù)雜，較少采用。 (c) 反激式 此設(shè)計(jì)采用了反激式功率因數(shù)校正設(shè)計(jì)。 輸出與輸入隔離，輸出電壓可以任意選擇，采用簡(jiǎn)單電壓型控制，適用于 150W以下功率的應(yīng)用場(chǎng)合。典型電路如圖 31 所示。 第 13 頁(yè) 共 51 頁(yè) 控 制S WV o u tC o u tDC i nV i n+++TN 1 N 2反 饋 圖 31 反激式變換器 (d)升壓式 (Boost) 簡(jiǎn)單電流型控制，戶(hù) F值高，總諧波失真 (THD)小，效率高，但是輸出電壓高于輸入電壓。典型電路如圖 32 所示。適用于 75~2021W功率范圍的應(yīng)用場(chǎng)合，應(yīng)用最為廣泛。它具有以下優(yōu)點(diǎn)：電路中的電感 L 適用于電流型控制；由于升壓型 APFC 的預(yù)調(diào)整作用在輸出電容器 C 上保持高電壓，所以電容器 C 體積小、儲(chǔ)能大；在整個(gè)交流輸入電壓變化范圍內(nèi)能保持很高的功率因數(shù)；當(dāng)輸入電流連續(xù)時(shí)，易于 EMI 濾波；升壓電感 L 能阻止快速的電壓、電流瞬變，提高了電路工作可靠性。 控 制LS WV o u tC o u tDC i nV i n+++ 圖 32 升壓式變換器 Boost 變換器又稱(chēng)為升壓變換器、并聯(lián)開(kāi)關(guān)電路、三端開(kāi)關(guān)型升壓穩(wěn)壓器。其原理圖如下圖 33。 D 1V sTC V 0 R 第 14 頁(yè) 共 51 頁(yè) 圖 33 Boost 變換電路 當(dāng)開(kāi)關(guān) T 開(kāi)通時(shí)，電流流過(guò)電感線圈 L，電流線性增加，電能以磁能形式存儲(chǔ)在電感線圈 L 中。此時(shí)，電容 C 放電， R 上流過(guò)電流 I0， R 兩端輸出電壓 V0，極性上正下負(fù)。由于開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通，二極管陽(yáng)極接 Vs 負(fù)載，二極管承受反向電壓，所以 電容不能通過(guò)開(kāi)關(guān)管放電。開(kāi)關(guān) T 關(guān)斷時(shí)， 由于線圈 L 中的磁場(chǎng)將改變線圈 L 兩端的電壓極性，以保持 iL不變。這樣線圈 L 磁能轉(zhuǎn)換的電壓 VL與電源 Vs串聯(lián)，以高于 V0 電壓向電容 C、負(fù)載 R供電。當(dāng)電壓高于 V0時(shí)，電容有充電電流；等于 V0 時(shí)，充電電流為零；當(dāng) V0有降低趨勢(shì)時(shí)，電容向負(fù)載 R放電，以維持 V0不變。由于 VL+ Vs 向負(fù)載 R 供電時(shí)， V0高于 Vs，故稱(chēng)其為升壓變換器。 (e) CL 的計(jì)算 輸出電壓、輸出功率可知最小的輸出電流 AIOL ???，sT s ?101010 0 1 3 ??? （ 31） 0( m a x)m in ??? VVD s （ 32） 0( m in)m a x ??? VVD s （ 33） 因?yàn)?2m i nm i n0 )1(2 DDITVL OLSC ??， 把 參 數(shù) 代 入 計(jì) 算 得 HLC ?206? ，取L= HLC ??? ，因此取 CL 的值為 260 H? 。 （二） 按輸入電流的控制原理分類(lèi) (1) 平均電流型 工作頻率固定，輸入電流連續(xù) (CCM)， TI公司的 UC3854就工作在平均電流控制方式。 這種控制力式的優(yōu)點(diǎn)是：恒頻控制；工作在電感電流連續(xù)狀態(tài)，開(kāi)關(guān)管電流有效值小、EMI 濾波器體積?。荒芤种崎_(kāi)關(guān)噪聲；輸入電流波 形失真小。 主要缺點(diǎn)是：控制電路復(fù)雜 模擬 ，須用乘法器和除法器，需檢測(cè)電感電流，需電流控制環(huán)路。 (2) 滯后電流型 工作頻率可變，電流達(dá)到滯后帶內(nèi)發(fā)生功率開(kāi)關(guān)通與斷操作，使輸入電流上升、下降。電流波形平均值取決于電感輸入電流 。 (3) 峰值電流型 工作頻率變化，電流不連續(xù) (DCM)。 DCM 采用跟隨器方法具有電路簡(jiǎn)單、易于實(shí)現(xiàn)的優(yōu)點(diǎn)，似存在以下缺點(diǎn)： PF 和輸入電壓 Vin 與輸出電壓 V0 的比值有關(guān)，即當(dāng) Vin 變化吋，PF值也將發(fā)生變化，同時(shí)輸入電流波形隨 Vin/V0 的值的加大而使 THD變大；開(kāi)關(guān) 管的峰值電流大 (在相同容量情況下， DCM 中通過(guò)開(kāi)關(guān)器件的峰值電流為 CCM 的 2 倍 )，從而導(dǎo)致開(kāi)關(guān)管損耗增加。所以在大功率 APFC 電路中，常采用 CCM 方式。 而本設(shè)計(jì)中就是采用此峰第 15 頁(yè) 共 51 頁(yè) 值電流型設(shè)計(jì)方案。 (4) 電壓控制型 工作頻率固定，電流不連續(xù)，采用固定占空比的方法，電流自動(dòng)跟隨電壓。這種控制方法一般用在輸出功率比較小的場(chǎng)合，另外在單級(jí)功率因數(shù)校正中多采用這種方法，后面會(huì)介紹。 （三） 其他控制方法 非線性載波控制 (NLC)不需要采樣電壓，內(nèi)部電路作為乘法器，即載波發(fā)生器為電流控制環(huán)產(chǎn)生時(shí)變參考信號(hào)。這種控 制方法工作在 CCM 模式，可用于 Flyback,Cuk,Boost等拓?fù)渲?，其調(diào)制方式有脈沖前沿調(diào)制和脈沖后沿調(diào)制。 DMC反激功率因數(shù)校正電路的原理 圖 34（ a） 給出一個(gè)反激功率因數(shù)校正電路的原理圖。圖 34（ b）為工頻半周期內(nèi)，在高頻 PWM 開(kāi)關(guān)作用下的輸入電流波形。工作模式為 DCM，雙半波正弦正弦虛線為電流峰值 ip 的包路線。三角波為輸入電流 i1 的波形。取平均值，則輸入電流 i1 近似為雙半波正弦。 可以證明，圖上所示反擊變換器電路，在 DMC 模式下，對(duì)輸入電路而言， DCDC 變換器可等效為一個(gè)受占空比 D 控制的無(wú)損電阻，如圖 34 所示。因此對(duì)圖 35 所示電路，無(wú)需 PFC 控制器，就可以使輸入端功率因數(shù)近似等于 35 中，工頻交流經(jīng)全波整流后的輸入電壓為 DCV ，為減少 EMI，在 DCDC 反擊變換器前，加一個(gè) EMI濾波器。反激變換器由開(kāi)關(guān) rT 變壓器（變比 n： 1）及輸出電路組成。輸出參數(shù)為 0V ， 0i ，輸入電壓，電流分別1V ， 1i ， eR 表示等效輸入（無(wú)損）電阻。 V A C~i iP W M 誤 差放 大 器T ri 0i 1V D CV 0 (a)反激功率因數(shù)校正電路原理圖 第 16 頁(yè) 共 51 頁(yè) 圖 34（ b） 輸入電流波形 等效輸入電阻 eR 一個(gè)開(kāi)關(guān)周期 sT 內(nèi)，變壓器原，副邊電流 1i ， 0i 呈三角波，如圖 36 所示。圖中在 0~DsT期間， 1i 的增長(zhǎng)斜率為 LnV 21/ ,L 為折算到副邊的變壓器電感值。 在 DT s~(D+D2)Ts期間，副邊電流 i0的下降斜率為 — V0/L,D2T2為輸出二極管導(dǎo)電持續(xù)時(shí)間。 令原邊峰值電流為 ip=iP’/n 式中 iP’為折算到副邊的 ip 值。顯然有 L iP’/DTs=V1(t)n 或 iP’= V1(t) DTs/nL (34) 輸入平均電流為 ? ??? STppa v g nDinD T siTsdtiTsi 0 39。39。1)(1 2/)2/)(/1()/1( (35) 將式 (34)代入 (35)，可得 i1(avg)= V1(t)/Re, Re=2n2L/D2Ts (36) 由式 (36)，可見(jiàn) i1(avg)與 V1(t)之間滿(mǎn)足歐姆定律； DCDC反激開(kāi)關(guān)變換器在 DCM 模式下， 輸入阻抗是一個(gè)由 D 控制的電阻 Re。 i 1i 0V 0DLR eV i 圖 35DCM 反激變換器等效為一個(gè)無(wú)損電阻 第 17 頁(yè) 共 51 頁(yè) i 1V1/ n2L ip V0/ LtD T si 000D T s ( D + D 2 ) T st ip39。 圖 36 電流 i1， i0 的波形 平均輸出電流和輸出功率 ? ??? STpspav g iDTsDiTsdtiTsTsi 0 39。239。0)(1 2/)2/)(/1()/1)(/1( (37) 進(jìn)一步求 D2，已知 t=DTs 時(shí)， i0= iP’,以 — V0/L 速率下降； t=(D+D2)Ts 時(shí)， i0=0；故有 D2Ts=L iP’/ V0 (38) 將 iP’代入，可得 D2=DV1/nV0 將式 (38)代入式 (37)，可得平均輸出電流 i1(avg)=I0= DV1 iP’/2nV0=D2V12Ts/2n2LV0 將式 (36)中 Re=2n2L/D2T 值代入，則有 I0=V12/V0Re 輸出功率 P0=V0I0=V12/Re=P1 上述分析說(shuō)明：輸出功率等于輸入功率，沒(méi)有功率損耗； DCDC 反激變換器在 DCM模式下，是一個(gè)可控的無(wú)損電阻 。由式 (36)可知，每開(kāi)關(guān)周期的輸入電流平均值滿(mǎn)足正弦規(guī)律，輸入功率因數(shù)接近 1. 第 18 頁(yè) 共 51 頁(yè) 4 半導(dǎo)體的半橋 LLC諧振轉(zhuǎn)換器解決方案 NCP1396的介紹 NCP1396 是一款更新的器件，內(nèi)置驅(qū)動(dòng)器。它們均為為構(gòu)建可靠及穩(wěn)固的諧振模式開(kāi)關(guān)電源提供了所有必需功能，具有極低的待機(jī)能耗。 NCP1396的獨(dú)特架構(gòu)包括一個(gè) 500 kHz的壓控 振蕩器，由于在諧振電路結(jié)構(gòu)中避開(kāi)諧振尖峰相當(dāng)重要，因此為了將轉(zhuǎn)換器安排在正確的工作區(qū)域， NCP1396 內(nèi)置了可調(diào)節(jié)且精確的最低開(kāi)關(guān)頻率，通過(guò)專(zhuān)有高電壓技術(shù)支持，這款控制器應(yīng)用在能夠接受高達(dá) 600 V本體電壓半橋式應(yīng)用的自舉 MOSFET 驅(qū)動(dòng)電路上。此外，可調(diào)整的死區(qū)時(shí)間可以幫助解決上方與下方晶體管相互傳導(dǎo)的問(wèn)題，同時(shí)確保一次端開(kāi)關(guān)在所有負(fù)載情 況下的零電壓轉(zhuǎn)換 (ZVS)，并輕松實(shí)現(xiàn)跳周期模式來(lái)改善待機(jī)能耗以及空載時(shí)的工作效率。 NCP1396 具備多重保護(hù)功能，提供更好的電路保護(hù)，帶來(lái)更安全的轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)而 不增加電路的復(fù)雜度， NCP1396 的各種強(qiáng)化保護(hù)功能包括有反饋環(huán)路失效偵測(cè)、快速與低速事件輸入，以及可以避免在低輸入電壓下工作的電源電壓過(guò)低偵測(cè)等。 面向各種多樣化的電源應(yīng)用設(shè)計(jì)， NCP1396 提供有兩種型號(hào)