【文章內容簡介】 對開關整流電路而言， AC/DC 前端通常由橋式整流器和大容量濾波器組成。在這種電路中，只有當線路的峰值電壓大于濾波電容兩端的電壓時，整流元件中才有電流通過。 i 為輸入電流， u 為輸入電壓。輸入電流 i 呈尖脈沖形式，且產生一系列奇次諧波，致使功率因素降低為 。所以，對開關整流電路而言，不 良功率因素主要源于電流波形的畸變。 諧波電流對電網的危害 脈沖狀的輸入電流中含又大量諧波，因此在 AC/DC 整流輸入端需加濾波電路，從而增加了電路的體積和成本。諧波電流對電網的危害主要表現在以下幾個方面； （ 1）諧波電流的“二次效應”，即電流流過線路阻抗而造成的諧波壓降反過來使電網電壓波形也發(fā)生畸變。 第 12 頁 共 51 頁 （ 2）諧波電流引起電路故障，損壞設備。如使線路和配電設備過熱，諧波電流還會引起電網 LC諧振，或者高次諧波電流流過電網的高壓電容，使之過流、過熱而導致電容器損壞。 （ 3）三相四線制電路中，三次諧波在中線中的電 流同相位，合成中線電流很大，可能超過相電流，中線又無保護裝置，使中性線因過流而導致中性線過熱而引起火災并損壞電氣設備。 （ 4）諧波電流對自身及同一系統(tǒng)中的其他電子設備產生惡劣的影響，如引起電子設備誤操作，引起電話網噪音，引起照明設備故障等。 功率因數校正實現方法 由式 (31)可知，要提高功率因數有兩個途徑，即使輸入電壓、輸入電流同相位；使輸入電流正弦化。利用功率因數校正技術可以使交流輸入電流波形完全跟蹤交流輸入電壓波形，使輸入電流波形呈純正弦波，并且和輸入電壓同相位，此時整流器的負載可等效為純電阻。 功率因數校正電路分為有源和無源兩類。無源校正電路通常由大容量的電感、電容組成。雖然無源功率因數校正電路得到的功率因數不如有源功率因數校正電路高，但仍然可以使功率因數提高到 ~，因而在中小功率電源中被廣泛采用。有源功率因數校正電路自上世紀 90 年代以來得到了迅速推廣。它是在橋式整流器與輸出電容濾波器之間加入一個功率變換電路，使功率因數接近 1。有源功率因數校正電路工作于高頻開關狀態(tài)，體積小、重量輕，比無源功率因數校正電路效率高。本文主要討論有源功率因數校正方法。 （一） 有源功率因數校正方法分類 1) 按有源功率因數校正拓撲分類 (a) 降壓式 因噪聲大，濾波困難，功率開關管上電壓應力大，控制驅動電平浮動，很少被采用。 (b) 升／降壓式 須用二個功率開關管，有一個功率開關管的驅動控制信號浮動，電路復雜，較少采用。 (c) 反激式 此設計采用了反激式功率因數校正設計。 輸出與輸入隔離，輸出電壓可以任意選擇，采用簡單電壓型控制，適用于 150W以下功率的應用場合。典型電路如圖 31 所示。 第 13 頁 共 51 頁 控 制S WV o u tC o u tDC i nV i n+++TN 1 N 2反 饋 圖 31 反激式變換器 (d)升壓式 (Boost) 簡單電流型控制，戶 F值高，總諧波失真 (THD)小，效率高，但是輸出電壓高于輸入電壓。典型電路如圖 32 所示。適用于 75~2021W功率范圍的應用場合，應用最為廣泛。它具有以下優(yōu)點：電路中的電感 L 適用于電流型控制；由于升壓型 APFC 的預調整作用在輸出電容器 C 上保持高電壓，所以電容器 C 體積小、儲能大；在整個交流輸入電壓變化范圍內能保持很高的功率因數；當輸入電流連續(xù)時，易于 EMI 濾波；升壓電感 L 能阻止快速的電壓、電流瞬變，提高了電路工作可靠性。 控 制LS WV o u tC o u tDC i nV i n+++ 圖 32 升壓式變換器 Boost 變換器又稱為升壓變換器、并聯開關電路、三端開關型升壓穩(wěn)壓器。其原理圖如下圖 33。 D 1V sTC V 0 R 第 14 頁 共 51 頁 圖 33 Boost 變換電路 當開關 T 開通時，電流流過電感線圈 L，電流線性增加，電能以磁能形式存儲在電感線圈 L 中。此時，電容 C 放電， R 上流過電流 I0， R 兩端輸出電壓 V0，極性上正下負。由于開關管導通，二極管陽極接 Vs 負載，二極管承受反向電壓，所以 電容不能通過開關管放電。開關 T 關斷時， 由于線圈 L 中的磁場將改變線圈 L 兩端的電壓極性，以保持 iL不變。這樣線圈 L 磁能轉換的電壓 VL與電源 Vs串聯，以高于 V0 電壓向電容 C、負載 R供電。當電壓高于 V0時，電容有充電電流；等于 V0 時，充電電流為零；當 V0有降低趨勢時，電容向負載 R放電，以維持 V0不變。由于 VL+ Vs 向負載 R 供電時， V0高于 Vs，故稱其為升壓變換器。 (e) CL 的計算 輸出電壓、輸出功率可知最小的輸出電流 AIOL ???，sT s ?101010 0 1 3 ??? （ 31） 0( m a x)m in ??? VVD s （ 32） 0( m in)m a x ??? VVD s （ 33） 因為 2m i nm i n0 )1(2 DDITVL OLSC ??， 把 參 數 代 入 計 算 得 HLC ?206? ，取L= HLC ??? ，因此取 CL 的值為 260 H? 。 （二） 按輸入電流的控制原理分類 (1) 平均電流型 工作頻率固定，輸入電流連續(xù) (CCM)， TI公司的 UC3854就工作在平均電流控制方式。 這種控制力式的優(yōu)點是：恒頻控制；工作在電感電流連續(xù)狀態(tài)，開關管電流有效值小、EMI 濾波器體積?。荒芤种崎_關噪聲；輸入電流波 形失真小。 主要缺點是：控制電路復雜 模擬 ，須用乘法器和除法器，需檢測電感電流，需電流控制環(huán)路。 (2) 滯后電流型 工作頻率可變，電流達到滯后帶內發(fā)生功率開關通與斷操作，使輸入電流上升、下降。電流波形平均值取決于電感輸入電流 。 (3) 峰值電流型 工作頻率變化，電流不連續(xù) (DCM)。 DCM 采用跟隨器方法具有電路簡單、易于實現的優(yōu)點，似存在以下缺點： PF 和輸入電壓 Vin 與輸出電壓 V0 的比值有關，即當 Vin 變化吋，PF值也將發(fā)生變化，同時輸入電流波形隨 Vin/V0 的值的加大而使 THD變大；開關 管的峰值電流大 (在相同容量情況下， DCM 中通過開關器件的峰值電流為 CCM 的 2 倍 )，從而導致開關管損耗增加。所以在大功率 APFC 電路中，常采用 CCM 方式。 而本設計中就是采用此峰第 15 頁 共 51 頁 值電流型設計方案。 (4) 電壓控制型 工作頻率固定，電流不連續(xù)，采用固定占空比的方法，電流自動跟隨電壓。這種控制方法一般用在輸出功率比較小的場合，另外在單級功率因數校正中多采用這種方法，后面會介紹。 （三） 其他控制方法 非線性載波控制 (NLC)不需要采樣電壓，內部電路作為乘法器，即載波發(fā)生器為電流控制環(huán)產生時變參考信號。這種控 制方法工作在 CCM 模式，可用于 Flyback,Cuk,Boost等拓撲中，其調制方式有脈沖前沿調制和脈沖后沿調制。 DMC反激功率因數校正電路的原理 圖 34（ a） 給出一個反激功率因數校正電路的原理圖。圖 34（ b）為工頻半周期內，在高頻 PWM 開關作用下的輸入電流波形。工作模式為 DCM，雙半波正弦正弦虛線為電流峰值 ip 的包路線。三角波為輸入電流 i1 的波形。取平均值，則輸入電流 i1 近似為雙半波正弦。 可以證明，圖上所示反擊變換器電路，在 DMC 模式下，對輸入電路而言， DCDC 變換器可等效為一個受占空比 D 控制的無損電阻，如圖 34 所示。因此對圖 35 所示電路，無需 PFC 控制器，就可以使輸入端功率因數近似等于 35 中，工頻交流經全波整流后的輸入電壓為 DCV ，為減少 EMI，在 DCDC 反擊變換器前，加一個 EMI濾波器。反激變換器由開關 rT 變壓器（變比 n： 1）及輸出電路組成。輸出參數為 0V ， 0i ，輸入電壓，電流分別1V ， 1i ， eR 表示等效輸入（無損）電阻。 V A C~i iP W M 誤 差放 大 器T ri 0i 1V D CV 0 (a)反激功率因數校正電路原理圖 第 16 頁 共 51 頁 圖 34（ b） 輸入電流波形 等效輸入電阻 eR 一個開關周期 sT 內，變壓器原，副邊電流 1i ， 0i 呈三角波，如圖 36 所示。圖中在 0~DsT期間， 1i 的增長斜率為 LnV 21/ ,L 為折算到副邊的變壓器電感值。 在 DT s~(D+D2)Ts期間，副邊電流 i0的下降斜率為 — V0/L,D2T2為輸出二極管導電持續(xù)時間。 令原邊峰值電流為 ip=iP’/n 式中 iP’為折算到副邊的 ip 值。顯然有 L iP’/DTs=V1(t)n 或 iP’= V1(t) DTs/nL (34) 輸入平均電流為 ? ??? STppa v g nDinD T siTsdtiTsi 0 39。39。1)(1 2/)2/)(/1()/1( (35) 將式 (34)代入 (35)，可得 i1(avg)= V1(t)/Re, Re=2n2L/D2Ts (36) 由式 (36)，可見 i1(avg)與 V1(t)之間滿足歐姆定律； DCDC反激開關變換器在 DCM 模式下， 輸入阻抗是一個由 D 控制的電阻 Re。 i 1i 0V 0DLR eV i 圖 35DCM 反激變換器等效為一個無損電阻 第 17 頁 共 51 頁 i 1V1/ n2L ip V0/ LtD T si 000D T s ( D + D 2 ) T st ip39。 圖 36 電流 i1， i0 的波形 平均輸出電流和輸出功率 ? ??? STpspav g iDTsDiTsdtiTsTsi 0 39。239。0)(1 2/)2/)(/1()/1)(/1( (37) 進一步求 D2，已知 t=DTs 時， i0= iP’,以 — V0/L 速率下降； t=(D+D2)Ts 時， i0=0；故有 D2Ts=L iP’/ V0 (38) 將 iP’代入，可得 D2=DV1/nV0 將式 (38)代入式 (37)，可得平均輸出電流 i1(avg)=I0= DV1 iP’/2nV0=D2V12Ts/2n2LV0 將式 (36)中 Re=2n2L/D2T 值代入，則有 I0=V12/V0Re 輸出功率 P0=V0I0=V12/Re=P1 上述分析說明：輸出功率等于輸入功率，沒有功率損耗； DCDC 反激變換器在 DCM模式下，是一個可控的無損電阻 。由式 (36)可知，每開關周期的輸入電流平均值滿足正弦規(guī)律，輸入功率因數接近 1. 第 18 頁 共 51 頁 4 半導體的半橋 LLC諧振轉換器解決方案 NCP1396的介紹 NCP1396 是一款更新的器件，內置驅動器。它們均為為構建可靠及穩(wěn)固的諧振模式開關電源提供了所有必需功能，具有極低的待機能耗。 NCP1396的獨特架構包括一個 500 kHz的壓控 振蕩器，由于在諧振電路結構中避開諧振尖峰相當重要，因此為了將轉換器安排在正確的工作區(qū)域， NCP1396 內置了可調節(jié)且精確的最低開關頻率，通過專有高電壓技術支持，這款控制器應用在能夠接受高達 600 V本體電壓半橋式應用的自舉 MOSFET 驅動電路上。此外，可調整的死區(qū)時間可以幫助解決上方與下方晶體管相互傳導的問題，同時確保一次端開關在所有負載情 況下的零電壓轉換 (ZVS)，并輕松實現跳周期模式來改善待機能耗以及空載時的工作效率。 NCP1396 具備多重保護功能，提供更好的電路保護，帶來更安全的轉換器設計而 不增加電路的復雜度， NCP1396 的各種強化保護功能包括有反饋環(huán)路失效偵測、快速與低速事件輸入，以及可以避免在低輸入電壓下工作的電源電壓過低偵測等。 面向各種多樣化的電源應用設計， NCP1396 提供有兩種型號