電動(dòng)汽車(chē)充電器電路拓?fù)涞脑O(shè)計(jì)考慮(編輯修改稿)
2025-08-25 14:16 本頁(yè)面
【文章內(nèi)容簡(jiǎn)介】 根據(jù)SAE J1773給出的感應(yīng)耦合器等效電路元件值，及上述的設(shè)計(jì)考慮，這里對(duì)適用于三種不同充電模式的變換器拓?fù)溥M(jìn)行了考察。如圖2所示，電動(dòng)汽車(chē)車(chē)載部分包括感應(yīng)耦合器的插孔部分及AC/DC整流及容?濾波電路。首先，對(duì)直接連接電容濾波的整流電路進(jìn)行考察。適合采用的整流方式有半波整流，中心抽頭全波整流及全橋整流。其中，半波整流對(duì)變壓器的利用率低；全波整流需要副邊為中心抽頭連接的兩個(gè)繞組，增加了車(chē)載電路的重量和體積；全橋整流對(duì)變壓器利用率高，比較適合用于這種場(chǎng)合。圖4給出基于以上考慮的感應(yīng)耦合充電變換器原理框圖。圖中，輸出整流采用全橋整流電路，輸出濾波器采用電容濾波，輸入端采用了PFC電路以限制進(jìn)入電網(wǎng)的總諧波量不會(huì)超標(biāo)，這里采用的是單獨(dú)設(shè)計(jì)的PFC級(jí)。低功率時(shí)，PFC也可與主充電變換器合為帶PFC功能的一體化充電電路。 如前所述，充電器設(shè)計(jì)中很重要的一個(gè)考慮是感應(yīng)耦合器匝比的合理選取。為使設(shè)計(jì)標(biāo)準(zhǔn)化，按3種充電模式設(shè)計(jì)的感應(yīng)耦合充電變換器都必須能夠采用相同的電動(dòng)汽車(chē)插座。限制充電器高頻變壓器副邊匝數(shù)的因素包括功率范圍寬，電氣設(shè)計(jì)限制和機(jī)械設(shè)計(jì)限制。典型的耦合器設(shè)計(jì)其副邊匝數(shù)為4匝。對(duì)于低充電等級(jí)，一般采用1∶1的匝比，對(duì)于高充電等級(jí)，一般采用2∶1的匝比。對(duì)于30kWh以?xún)?nèi)的儲(chǔ)能能力，隨充電狀態(tài)不同，電動(dòng)汽車(chē)電池電壓在DC200～450V范圍內(nèi)變化，變換器拓?fù)鋺?yīng)當(dāng)能夠在這一電池電壓變化范圍內(nèi)提供所需的充電電流。 充電模式1 這是電動(dòng)汽車(chē)的一種應(yīng)急充電模式，充電較慢。按這種模式設(shè)計(jì)的充電器通常隨電動(dòng)汽車(chē)攜帶，在沒(méi)有標(biāo)準(zhǔn)充電器的情況下使用，從而必須體積小，重量輕，并且成本低。根據(jù)這些要求，可采用單級(jí)高功率因數(shù)變換器，降低整機(jī)體積，重量，降低成本，獲得較高的整機(jī)效率。圖5給出一種備選方案：兩個(gè)開(kāi)關(guān)管的隔離式Boost變換器[6]。在不采用輔助開(kāi)關(guān)時(shí)，單級(jí)Boost級(jí)電路提供PFC功能并調(diào)節(jié)輸出電壓。當(dāng)輸入電壓為AC120V時(shí)，輸入電壓峰值為170V，由于變壓器副邊匝數(shù)為4匝，輸出電壓的調(diào)節(jié)范圍為DC200～400V，因而變壓器可以采用1∶1的匝比，原邊繞組均采用4匝線圈。典型的電壓電流波形如圖6所示。當(dāng)原邊開(kāi)關(guān)管S1及S2均開(kāi)通時(shí)，能量?jī)?chǔ)存在輸入濾波電感中，同時(shí)輸出整流管處于關(guān)斷態(tài)。當(dāng)開(kāi)關(guān)管S1及S2中任一個(gè)開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，儲(chǔ)存能量通過(guò)原邊繞組傳輸?shù)礁边?。由于變換器的對(duì)稱(chēng)工作，變壓器磁通得以復(fù)位平衡。為使輸入電感伏秒積平衡，必須滿(mǎn)足（1）Vinmax≤(Np/Ns)VB(1－Dmin) （1）假定變壓器匝比為1∶1，最大輸入電壓為170V。如圖5所示，主開(kāi)關(guān)管上的電壓應(yīng)力為2VB。當(dāng)輸出電壓為DC400V時(shí)，開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力是DC800V，這一電壓應(yīng)力相當(dāng)高。而且，由于傳輸電纜和感應(yīng)耦合器的漏感，器件電壓應(yīng)力可能會(huì)更高。為了限制器件最大電壓應(yīng)力，可以采用圖5所示的無(wú)損吸收電路。但無(wú)論是在哪種情況下，都必須采用1200V電壓定額的器件。因高耐壓的MOSFET的導(dǎo)通電阻較高，導(dǎo)通損耗就會(huì)很大。因而，要考慮采用低導(dǎo)通壓降的高壓IGBT。但I(xiàn)GBT器件開(kāi)關(guān)損耗也限制了開(kāi)關(guān)頻率的提高。開(kāi)關(guān)管的平均電流為ISavg=(1/2)ILavg （2），輸入電流有效值為15A，平均開(kāi)關(guān)電流是13A，峰值電流為22A，需要電流定額至少為30A的開(kāi)關(guān)器件。盡管這個(gè)方案提供了比較簡(jiǎn)單的單級(jí)功率變換，但也存在一些缺陷，如半導(dǎo)體器件承受的電壓應(yīng)力較高、輸出電壓調(diào)節(jié)性能差，輸出電流紋波大。為了降低器件的開(kāi)關(guān)損耗，可以采用圖5所示的軟開(kāi)關(guān)電路。給MOSFET設(shè)計(jì)的關(guān)斷延時(shí)確保了IGBT的ZVS關(guān)斷。在電流上升模式中，MOSFET分擔(dān)了輸出濾波電流，其電壓應(yīng)力為IGBT的一半。從而，可以采用600V的器件。同時(shí)，因關(guān)斷損耗的降低，開(kāi)關(guān)頻率得以提高。另一個(gè)降低器件電壓定額的方案是采用兩級(jí)變換
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