電動汽車充電器電路拓撲的設計考慮(編輯修改稿)
2024-08-25 14:16 本頁面
【文章內容簡介】 根據(jù)SAE J1773給出的感應耦合器等效電路元件值，及上述的設計考慮，這里對適用于三種不同充電模式的變換器拓撲進行了考察。如圖2所示，電動汽車車載部分包括感應耦合器的插孔部分及AC/DC整流及容?濾波電路。首先，對直接連接電容濾波的整流電路進行考察。適合采用的整流方式有半波整流，中心抽頭全波整流及全橋整流。其中，半波整流對變壓器的利用率低；全波整流需要副邊為中心抽頭連接的兩個繞組，增加了車載電路的重量和體積；全橋整流對變壓器利用率高，比較適合用于這種場合。圖4給出基于以上考慮的感應耦合充電變換器原理框圖。圖中，輸出整流采用全橋整流電路，輸出濾波器采用電容濾波，輸入端采用了PFC電路以限制進入電網(wǎng)的總諧波量不會超標，這里采用的是單獨設計的PFC級。低功率時，PFC也可與主充電變換器合為帶PFC功能的一體化充電電路。 如前所述，充電器設計中很重要的一個考慮是感應耦合器匝比的合理選取。為使設計標準化，按3種充電模式設計的感應耦合充電變換器都必須能夠采用相同的電動汽車插座。限制充電器高頻變壓器副邊匝數(shù)的因素包括功率范圍寬，電氣設計限制和機械設計限制。典型的耦合器設計其副邊匝數(shù)為4匝。對于低充電等級，一般采用1∶1的匝比，對于高充電等級，一般采用2∶1的匝比。對于30kWh以內的儲能能力，隨充電狀態(tài)不同，電動汽車電池電壓在DC200～450V范圍內變化，變換器拓撲應當能夠在這一電池電壓變化范圍內提供所需的充電電流。 充電模式1 這是電動汽車的一種應急充電模式，充電較慢。按這種模式設計的充電器通常隨電動汽車攜帶，在沒有標準充電器的情況下使用，從而必須體積小，重量輕，并且成本低。根據(jù)這些要求，可采用單級高功率因數(shù)變換器，降低整機體積，重量，降低成本，獲得較高的整機效率。圖5給出一種備選方案：兩個開關管的隔離式Boost變換器[6]。在不采用輔助開關時，單級Boost級電路提供PFC功能并調節(jié)輸出電壓。當輸入電壓為AC120V時，輸入電壓峰值為170V，由于變壓器副邊匝數(shù)為4匝，輸出電壓的調節(jié)范圍為DC200～400V，因而變壓器可以采用1∶1的匝比，原邊繞組均采用4匝線圈。典型的電壓電流波形如圖6所示。當原邊開關管S1及S2均開通時，能量儲存在輸入濾波電感中，同時輸出整流管處于關斷態(tài)。當開關管S1及S2中任一個開關管關斷時，儲存能量通過原邊繞組傳輸?shù)礁边?。由于變換器的對稱工作，變壓器磁通得以復位平衡。為使輸入電感伏秒積平衡，必須滿足（1）Vinmax≤(Np/Ns)VB(1－Dmin) （1）假定變壓器匝比為1∶1，最大輸入電壓為170V。如圖5所示，主開關管上的電壓應力為2VB。當輸出電壓為DC400V時，開關管電壓應力是DC800V，這一電壓應力相當高。而且，由于傳輸電纜和感應耦合器的漏感，器件電壓應力可能會更高。為了限制器件最大電壓應力，可以采用圖5所示的無損吸收電路。但無論是在哪種情況下，都必須采用1200V電壓定額的器件。因高耐壓的MOSFET的導通電阻較高，導通損耗就會很大。因而，要考慮采用低導通壓降的高壓IGBT。但IGBT器件開關損耗也限制了開關頻率的提高。開關管的平均電流為ISavg=(1/2)ILavg （2），輸入電流有效值為15A，平均開關電流是13A，峰值電流為22A，需要電流定額至少為30A的開關器件。盡管這個方案提供了比較簡單的單級功率變換，但也存在一些缺陷，如半導體器件承受的電壓應力較高、輸出電壓調節(jié)性能差，輸出電流紋波大。為了降低器件的開關損耗，可以采用圖5所示的軟開關電路。給MOSFET設計的關斷延時確保了IGBT的ZVS關斷。在電流上升模式中，MOSFET分擔了輸出濾波電流，其電壓應力為IGBT的一半。從而，可以采用600V的器件。同時，因關斷損耗的降低，開關頻率得以提高。另一個降低器件電壓定額的方案是采用兩級變換
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