【文章內容簡介】 通過功放后輸出功率約為20dBm，在功放正常輸出功率范圍內，同時考慮到后級通過3dB功分器，因此進入混頻器的本振信號功率約為17dBm，也滿足混頻器所需的15dBm本振信號的要求。因此，該款功放能夠滿足該課題的要求。 ，對HMC442LC3B測試板進行性能測試，測試所需儀器包括：雙路電源，信號源，頻譜儀，矢量網絡分析儀。圖34為HMC442LC3B測試板實物圖。圖34 功放測試板實物圖上電時，先上柵壓，再上漏壓，通過微調柵壓，使得芯片的工作電流在84mA左右。然后利用矢量網絡分析儀對功放的增益和輸入輸出反射系數進行測試。圖35了S參數測試結果?？梢钥闯?，，500MHz帶寬內增益平坦度約為1dB，與芯片手冊提供的數據與小信號S參數仿真結果相比，增益及輸入反射系數的測試性能有所下降。通過分析，考慮可能由以下幾點原因導致：（1）在測試過程中，發(fā)現芯片的接地對性能起到重要的影響，尤其在高頻情況下，一旦芯片的接地較差，很容易產生自激。（2）高頻下很容易受到測試環(huán)境的輻射干擾，可以為測試板單獨做一個封閉的盒子以減少輻射產生的影響。（3）輸入輸出微帶線周圍的地孔與傳輸線距離較近，形成共面波導，從而與設計時計算的線寬有差異，從而影響輸入輸出反射系數。圖35 功放S參數測試結果，功率0dBm，通過功放在頻譜儀上測試功放輸出功率。通過逐步增加信號源輸出信號功率，對功放的1dB壓縮點進行測試。圖36為功放1dB壓縮點測試曲線。圖36 功放1dB壓縮點測試從測試結果可以看出，與芯片手冊所提供的22dBm典型值吻合。 功率分配器的設計 功率分配器是用于功率分配的無源微波器件。在功率分配中，一個輸入信號被功分器分成兩個或多個較小的功率信號。常見的功率分配器有：T型結功率分配器和威爾金森功率分配器。其中T型結分配器又包括無耗分配器和電阻性分配器。無耗T型結功分器不能在全部端口匹配，且輸出端口之間沒有隔離：電阻性功分器雖然可以在全部端口匹配，但不是無耗的，且輸出端口之間同樣達不到隔離。威爾金森功分器的特點是：在輸出端口都匹配時，仍具有無耗的有用特性，只耗散反射功率。 論文采用3dB威爾金森功分器結構進行設計。，首先在ADS LineCalc工具中計算出50歐匹配傳輸線的寬度和70．7歐四分之一波長微帶線的長寬。然后利用HFSS對3dB威爾金森功分器進行建模，如圖3—7所示。其中用于平衡兩個輸出端口，吸收反射功率的隔離電阻采用Lump RLC模型。通過微調傳輸線長度、四分之一波長微帶線的間距、圓弧角度和隔離電阻的位置等參數，進行優(yōu)化仿真，最終得到中心頻率24．5GHz，帶寬1GHz下的S參數仿真結果，如圖3—8所示。圖37 3dB威爾金森功率分配器的HFSS建模圖38 3dB威爾金森功分器仿真結果從圖38可以看出，功分器兩路輸出達到平衡，輸入反射系數約在15dB左右，端口2和端口3的隔離度大約20dB。利用Agilent公司生產的E8363B型矢量網絡分析儀對實物進行測試。圖3—9給出了測試板的實物圖。圖39 3dB威爾金森功分器測試板實物圖圖310給出了3dB威爾金森功分器測試結果。圖310 3dB威爾金森功分器測試結果與圖3—8所示的仿真結果相比較，3dB威爾金森功分器實測性能在反射系數、隔離度、插入損耗等方面都差了一些。其中，輸入反射系數只有7dB左右，兩個輸出端口的反射系數均在10dB以下，隔離度接近20dB。分析原因，一方面與設計本身有關系，另一方面可能受到測試環(huán)境和測試方法的影響：考慮到測試時輸入1端口通過SMA接頭連接，而輸出3端口通過高頻夾具連接，可能由于SMA接頭在高頻時的損耗和失配導致輸入反射和插入損耗性能的惡化。4 接收組件設計 雷達接收機雷達接收機的功能是經過放大器、濾波器、下變頻器數字化回波信號，以最大限度的區(qū)分需要的回波信號和不需要的干擾。 雷達性能通常用所能檢測到的給定散射界面目標的最大作用距離來表征。雷達方程的基本形式可表示為：Rmax4=PtGtGrλ2σT(4π)3Smin (41)其中，Rmax是最大探測距離；Pt是發(fā)射信號功率；Gt是發(fā)射天線增益；Gr是接收天線增益；λ為發(fā)射電磁能量的波長；σT為目標的雷達散射截面；Smin為接收機最小可檢測的信號。24GHz車載雷達系統(tǒng)需要體積小成本低的接收機，目前的接收機種類主要有：超外差接收機、零中頻接收機和數字中頻接收機等等。超外差式接收機具有較高的靈敏度指標，但是其中頻結構比較復雜；數字中頻接收機則對A/D轉換器的性能具有較高的要求；相對而言零中頻接收機更加符合應用要求。 零中頻接收機（ ZeroIF architecture） 。 該系統(tǒng)包括鎖相環(huán)（ Phase Locked Loop， PLL）、接收機信號強度指示器（ Received Signal Strength Indicator， RSSI）和濾波器。 這種接收機的下變頻不經過中頻直接轉化成兩路相互正交（ I/Q） 的基帶信號。由于鏡像干擾信號的功率電平等于或者小于所需的信號，且只有一個本振用于下變頻， 所以該結構的鏡像干擾問題較低，并且鏡像干擾濾波器在集成芯片片內完成， 電路結構簡單，用于24GHz車載雷達體系，易于接收機的小型化，其低成本、功耗小，具有顯著優(yōu)勢。圖 41 零中頻接收機系統(tǒng)框圖但是零中頻接收機不可避免的存在一些問題。首先，本振信號與載波信號相同，寄生的本振信號會從接收機泄漏到天線，這會干擾其他同樣頻率的接收機，即通常所說的本振泄露；其次，偶數階形變會進入基帶并且不可被抵消，即有偶次失真干擾；最后，接近直流信號的來自有源設備的閃爍噪聲接近直流信號，這會惡化信噪比，即存在直流偏差。這些問題在設計零中頻接收機中都需要加以考慮，通常采用加大射頻端口間的隔離度、采用差分結構等等加以解決，使其適應工作需要。 雷達接收組件主要技術參數 噪聲噪聲系數是接收機輸入與輸出信噪比的比值，其表達式為：Fo=Si/NiSo/No (42)其中，Si為輸入額定信號的功率；Ni為輸入額定噪聲的功率（ Ni=kT0Bn， Bn 為接收機的噪聲帶寬）； Si為輸出額定信號的功率；Ni為輸出額定噪聲的功率。噪聲系數表征接收機內的噪聲狀況，有確定的物理含義：它表示因為接收機內部噪聲的影響， 接收機輸出端的信噪比相對于輸入端的信噪比變差的倍數。當F0=1 時達到最小噪聲，即接收機內部沒有噪聲，顯然這是理想狀況。噪聲系數只適用于接收機檢波部分以前的部分，此部分電路為線性電路或準線性電路。接收機通常由多級有源電路組成，這就需要考慮多個單元級聯的情況， 所示。圖 噪聲級聯n 級電路級聯是接收機的總噪聲系數為： F0=F1+F21G1+F31G1G2+…+Fn1G1G2…Gn1 (43)式中，Fn指第 n 級的噪聲系數，Gn指 n 級的放大增益。由上式可知，各級的噪聲系數小，額定增益高便能保證系統(tǒng)具有低的總噪聲系數。各級內部的噪聲對總噪聲的影響并不相同， 主要取決于最前面幾級，這使得低噪放在接收電路中具有很大的作用，通常采用高增益的低噪放并保證低噪放前級的無源電路插損盡量小。 靈敏度接收機的靈敏度表征其接收信號的能力，接收機有