【文章內(nèi)容簡介】 （）其中 ， 即 VCO的芯片管腳3為緩沖輸出，一路供前置分頻器MC12022，一路供放大后輸出。該芯片的5腳是自動增益控制電路（AGC）的反饋端。將功率放大器輸出的電壓Vout1通過一反饋電路接到該腳，可以在輸出頻率不同的情況下自動調(diào)整輸出電壓的幅值并使其穩(wěn)定，由于本設計的頻率固定在35MHz，且其反饋幅度不大，因此5腳直接接地。 VCO產(chǎn)生的振蕩頻率范圍和變?nèi)荻O管的壓容特性有關。CVD的大小受所加偏置電壓U控制。方法為：從掃頻儀輸入0～300MHz的掃頻信號，同時用掃頻儀檢測該電路的諧振頻率?！?0V變化，從掃頻儀觀測電路的諧振點頻率并記錄下來。由于Cj是全部接入諧振回路，為減少波形非線性失真，取變?nèi)荻O管電容變化指數(shù)r=2。，利用Matlab計算出頻率與容量的關系，進而得到偏置電壓與容量關系曲線。Rp3 變?nèi)荻O管特性測定電路 變?nèi)荻O管特性曲線 從CVD/U曲線上易見，～，CVD的變化近似線性，從25 pF~18 pF。又fc為35MHz，有：取CVD=20pF，fc=35MHz，得L=。 因此，取L=。 鎖相環(huán)電路設計壓控振蕩器的輸出頻率受自身參數(shù)、控制電壓的穩(wěn)定性、溫度、外界電磁干擾等因素的影響，往往是不穩(wěn)定的。因此可以加入自動相位控制環(huán)節(jié)，即鎖相環(huán)，來穩(wěn)定發(fā)射頻率。發(fā)射頻率經(jīng)反饋，與晶振產(chǎn)生的標準信號做比較，在鎖相環(huán)的跟蹤下，發(fā)射頻率始終向標準信號逼近，最終被鎖定在標準頻率上，達到與參考晶振同樣的穩(wěn)定度。鎖相環(huán)電路MC145152是大規(guī)模集成鎖相環(huán)，集鑒相器、可編程分頻器、參考分頻器于一體，分頻器的分頻系數(shù)可由并行輸入的數(shù)據(jù)控制。 MC145152內(nèi)部框圖（1）參考分頻參考晶振從OSCin、OSCout接入，芯片內(nèi)部的247。R參考分頻器提供8種不同的分頻系數(shù)，對參考信號進行分頻。R值由RA0，RA1，RA2設定。本設計中，所以取RA0RA1RA2＝101時，即R＝1024，對晶振頻率進行1024分頻。 MC145152參考分頻器分頻系數(shù)選擇表RA200001111RA100110011RA001010101R864128256512102411602048（2）可編程分頻由于發(fā)射部分的頻率高達35MHz，MC145152的電路無法對其直接分頻，必須先用ECL電路的高速分頻器進行預分頻，把頻率降低，然后由MC145152繼續(xù)分頻，得到一個參考頻率相等的頻率，并進行鑒相。為使分頻系數(shù)連續(xù)可調(diào)，可編程分頻電路采用的是吞咽脈沖計數(shù)法，它由ECL（非飽和型邏輯電路）的高速分頻器MC12022及MC145152內(nèi)部的247。A減法計數(shù)器，247。N減法計數(shù)器構成。單片機 吞咽脈沖計數(shù)器原理圖MC12022有64和65兩種分頻系數(shù)。M為其控制端（從MC145152的9腳輸出，輸入MC12022的6腳）。M為高電平時，MC12022以P＋1＝65為分頻系數(shù)，M為低電平時則以P＝64為分頻系數(shù)。247。N 和247。A是可預置數(shù)的減法計數(shù)器，由并行輸入口分別預置6位的A值和10位的N值。PD為數(shù)字鑒相器。fo為壓控振蕩的輸出頻率（即發(fā)射頻率）。吞咽脈沖計數(shù)器開始計數(shù)時，M的初值為1，247。A和247。N兩個計數(shù)器被置入預置數(shù)并同時計數(shù)，當計到A（P+1）個輸入脈沖（fo）時，247。A計數(shù)器計完A個預置數(shù)，M變?yōu)?；此時247。A計數(shù)器被控制信號關閉，停止計數(shù)；而247。N計數(shù)器中還有N－A個數(shù)，它繼續(xù)計（N－A）P個輸入脈沖后，輸出一個脈沖到鑒相器PD。此時一個工作周期結(jié)束，Ａ和N值被重新寫入兩個減法計數(shù)器，M又變?yōu)?，接著重復以上過程。整個過程中輸入的脈沖數(shù)共有Q＝A（P＋1）+(NA)P=PN+A，也就是說，該吞咽脈沖計數(shù)器的總分頻系數(shù)為PN+A。可見，采用吞咽脈沖計數(shù)方式，只要適當選取N值與A值，就能得到任意的分頻比。為實現(xiàn)鎖相，必須有fo/（ PN+A）= fr。反過來，由于fo＝fr（PN+A），改變N和A的值，也能改變fo，這就是輸出頻率數(shù)字化控制的原理。247。A計數(shù)器為8位，因此A值最大為63，MC12022的P值為64。如果參考頻率fr＝10kHz，則輸出頻率fo＝（PN＋A）fr＝（64N＋A）10kHz。本設計中，要使發(fā)射頻率為35MHz。先令A＝0， 則N＝(fo/ fr－A）/P=（35106/10103）/64=。取N ＝54＝110110B，進而A＝(fo/ fr)－PN=（35106/10103）－6454＝44＝101100B。由此可得，即給MC145152的N9～N0和A5～A0口預置相應的數(shù)值，這就實現(xiàn)了對發(fā)射頻率的控制。（3）鑒相模擬鑒相器對輸入其中的兩個信號進行相位比較，一個是由穩(wěn)定度很高的標準晶振經(jīng)過分頻得到的，另一個是由壓控振輸出頻率經(jīng)分頻反饋回來的，這兩個信號通過鑒相器，也就是經(jīng)過一個模擬乘法器后得到一個相位誤差信號。設兩個輸入信號分別為：其中 將兩信號相乘得到再經(jīng)過一個低通濾波器，取出其中的誤差信號，濾去其高頻成分，將其直流成分用來調(diào)整壓控振的輸出頻率。本設計采用的鑒相器集成在MC145152中，它是一種新型數(shù)字式鑒頻/鑒相集成電路，具有鑒頻和鑒相功能，不需要輔助捕捉電路就能實現(xiàn)寬帶捕捉和保持。 功率放大電路設計。功放管為2SC1970，采用感性負載，輸出幅度較大。丙類功放的基極電壓VEE是利用發(fā)射極電流的直流分量IE0在射極電阻RE2上產(chǎn)生的壓降來提供的。當放大器的輸入信號υt為正弦波時，集電極的輸出電流ic為余弦脈沖波。利用諧振回路L2C2的選頻作用獲得輸出基波電壓υc電流ic1。 集電極基波電壓式中，Ic1m為集電極基波電流的振幅；RC為集電極負載阻抗。集電極輸出功率 直流電源VCC供給的直流功率 集電極的效率 2SC1970 考慮到效率和功率，選擇導通角θ為經(jīng)驗值70176。 當功放工作在臨界狀態(tài)時對應的等效負載電阻 功率激勵電路 阻抗變換電路設計根據(jù)MATLAB仿真，對于1m長的拉桿天線，當f=35MHz時，其等效阻抗為Z=R+jX=。要使發(fā)射機的輸出阻抗50Ω與天線匹配，必須加裝降阻匹配網(wǎng)絡，又因1m長天線呈容性阻抗，必須采用串聯(lián)諧振，使之天線輻射出去的功率最大。本設計采用的是L型的LC網(wǎng)絡來實現(xiàn)阻抗匹配，L型電路只有兩個元件，兩個要求，所以它的解是唯一的，下面為L型電路的匹配原理和計算方法。RR2為欲匹配的電阻值。 L型匹配網(wǎng)絡 即 同理得 解此方程得 本設計的阻抗變換采用兩節(jié)LC網(wǎng)絡，使每一級的阻抗匹配變換緩慢以換取帶寬特性，其變換阻值為50Ω→16Ω→。，R1=50Ω，經(jīng)MATLAB計算，天線呈容性，其阻抗Z=RL－jXL=－，fo=35MHz，采用串聯(lián)諧振電路，即接一電感L3抵消天線呈容性負載的影響。其計算可得： 阻抗變換電路C1≈，L1≈76nH，C2≈，L2≈，L3= 接收部分電路的設計 CXA1238S芯片收音部分是以超大規(guī)模AM/FM立體聲收音集成芯片CXA1238S為主體，配合一些外圍電路實現(xiàn)的。CXA1238S是索尼公司在20世紀80年代后期正式推出的集調(diào)幅、調(diào)頻、鎖相環(huán)、立體聲解碼等電路為一體的AM/FM立體聲收音集成電路。CXA1238S的電源電壓適應范圍寬，2～10V范圍內(nèi)電路均能正常工作；它具有立體聲指示LED驅(qū)動電路以及FM靜噪功能等等。天線接收到的信號經(jīng)過87～108MHz的帶通濾波器，由18腳（FM天線輸入）進入芯片內(nèi)部，通過選頻網(wǎng)絡將選出的電臺信號送入芯片內(nèi)部的FM前置放大器，進行前置放大后與本振進行混頻。22腳外接的VDVDCCCVCL1等元件是FM本振調(diào)諧回路。20腳外接的VDVDC1C1C1VCL2等元件是FM高放調(diào)諧回路。經(jīng)過了陶瓷濾波器的信號已經(jīng)被濾除了帶外雜波，由13腳的中頻輸入端引入。在芯片內(nèi)部進行中頻放大和鑒頻。鑒頻后的信號分為兩路，一路由12腳驅(qū)動調(diào)諧指示電路，外接發(fā)光二級管D2（當接收信號最大時，LED顯示最亮）；另一路由IC內(nèi)的直流放大器放大后進行自動混合和FM靜噪。經(jīng)檢波后的立體聲復合信號（或單聲道信號），由IC內(nèi)直流放大器放大、濾波后變換成 AFC控制電壓、由10腳輸出并通過一個100KΩ的電阻反饋至23腳，用