【文章內(nèi)容簡介】 和 DAC0832 的模擬正弦波發(fā)生器，雙極性脈寬調(diào)制及 11 死區(qū)發(fā)生電路，光電隔離及驅(qū)動電路， H 橋逆變及 LC 濾波電路。系統(tǒng)框圖如圖 所示 圖 系統(tǒng)原理 由圖 可以看出，整個電路都是圍繞 H橋的逆變展開，其中 SPWM 波形的發(fā)生和邏輯變化以及光電隔離是電路的核心。 DA 產(chǎn)生的正弦波和線性三角波通過比較器比較，產(chǎn)生兩路相位相反的SPWM 波，利用非門構(gòu)成死區(qū)發(fā)生電路，最后通過光耦隔離驅(qū)動 H橋，使得 DCDC 升壓后的母線電壓逆變，最終通過 LC 低通濾波電直流電源 DCDC 隔離電源 比較器 三角波 單片機 A 單片機 B 鍵盤輸入 液晶顯示 D/A 轉(zhuǎn)換 死區(qū)發(fā)生 隔離驅(qū)動 H 橋逆變 LC 濾波 負載 負載 A /D 采樣 12 路將輸出電壓的高頻分量濾除，得到題目要求的正弦電壓。同時利用 AD 對輸出電壓幅值采樣，用以液晶顯示和穩(wěn)幅。 通過鍵盤控制單片機 B 調(diào)整 D/A 輸出的正弦波的幅值和頻率，可以改變輸出電壓的幅值和頻率。 小結(jié) 本小節(jié)從理論上闡述了逆變器控制原理和逆變控制的方法，確定了以正弦脈寬 調(diào)制作為本文的逆變方法，并確定了逆變電源的系統(tǒng)構(gòu)成。下面將分別對各組成部分分析和設(shè)計。 3 系統(tǒng)硬件方案設(shè)計與實現(xiàn) DCDC 升壓硬件設(shè)計 常見的低壓直流輸入，高壓交流輸出的逆變電源有兩種設(shè)計思路，一是將低壓直流通過方波逆變升壓至高壓直流，再通過正弦波逆變轉(zhuǎn)換成交流電壓；二是直接將低壓直流通過正弦逆變的方式轉(zhuǎn)換成正弦交流電壓，再通過工頻變壓器升壓。兩種方案各有優(yōu)缺點，第一種方案總體電路復(fù)雜，對參與正弦逆變的 MOSFET電壓參數(shù)要求高，但是利用高頻升壓可是大大減小變壓器的體積和質(zhì)量；第二種方案電路形式 相對簡單，對參與正弦逆變的MOSFET 電流參數(shù)要求高，但是大功率的工頻變壓器在體積和重量上都遠遠高于高頻變壓器。綜合上述論述，本文中選擇第一種方案，綜合考慮輸出功率，輸出電壓等因素，選擇推挽式 DCDC逆變升壓。 13 發(fā)生芯片選擇 考慮到電路結(jié)構(gòu)的復(fù)雜性和制作的難易程度，我們選擇SG3525 作為 PWM 控制器。 SG3525 是用于驅(qū)動 N 溝道功率 MOSFET的 電流型 PWM 控制器 。 結(jié)構(gòu)上有電壓環(huán)和電流環(huán)雙環(huán)，因此，無論開關(guān)電源的電壓調(diào)整率、負載調(diào)整率和瞬態(tài)響應(yīng)特性都 較 提高，是比較理想的 PWM 控制 器。 SG3525 內(nèi)部結(jié)構(gòu)原理圖如圖 37所示。 圖 31 SG3525內(nèi)部結(jié)構(gòu)原理圖 DIP 封裝的 SG3525 各引腳功能描述如下： (引腳 1)：誤差放大器反向輸入端。 (引腳 2)：誤差放大器同向輸入端。 (引腳 3)：振蕩器外接同步信號輸入端。 (引腳 4)：振蕩器輸出端。 (引腳 5)：振蕩器定時電容接入端。 （引腳 6）：振蕩器定時電阻接入端。 14 (引腳 7)：振蕩器放電端。該端與引腳 5 之間外接 一只放電電阻，構(gòu)成放電回路。 (引腳 8)：軟啟動電容接入端。 (引腳 9)： PWM 比較器補償信號輸入端。 (引腳 10)：外部關(guān)斷信號輸入端。接高電平時輸出被禁止。 A（引腳 11）：輸出端 A。 (引腳 12)：信號地。 (引腳 13)：輸出級 供電 電壓接入端。 B（引腳 14）：輸出端 B。和引腳 11互補輸出端。 （引腳 15）：電源接入端 ，工作范圍為 840V。 (引腳 16)：基準電源輸出端。該端可輸出一溫度穩(wěn)定性極好的 （ 精度 %）基準源。 SG3525 內(nèi)置了 精密基準源，微調(diào)至 %，在誤差放大器共模輸入電壓范圍內(nèi)，無須外接分壓電組。在 CT 引腳和Discharge 引腳之間加入一個電阻就可以實現(xiàn)對死區(qū)時間的調(diào)節(jié)功能。 SG3525 的軟啟動接入端（引腳 8）上接一個電容 即可實現(xiàn)軟件啟動 ?；鶞孰妷航釉谡`差放大器的同相輸入端上， 將 輸出電壓的采樣電壓加在誤差放大器的反相輸入端上。當輸出電壓因輸入電壓的升高或負載的變化而升高時，誤差放大器的輸出將減 小，PWM 脈寬變窄 ， 輸出晶體管的導通時間也變短， 從而使輸出電壓回落到額定值，實現(xiàn)穩(wěn)態(tài)。反之亦然。 當 Shutdown（引腳 10）上的信號為高電平時，禁止 SG3525的輸出，同時，軟啟動電容將開始放電。如果該高電平持續(xù)，軟啟動電容將充分放電，直到關(guān)斷信號結(jié)束，才重新進入軟啟動過 15 程。 為 防止外部干擾信號耦合而影響 SG3525 的正常工作 ， Shutdown引腳應(yīng)通過接地電阻可靠接地。 由 SG3525 構(gòu)成 PWM 發(fā)生電路如圖 IN1IN+2Sync3OSC4CT5RT6RD7SoftStat8Comp9SD10OutputA11GND12VC13OutputB14VCC15Vref16U6SG3525C2047R2412KR22103C191KR1720KR15104C18200K R16104C172kR25104C21+12 圖 SG3525 內(nèi)部 （從 16 腳 輸出）參考源接到誤差放大器的同相輸入端，并通過 C18 穩(wěn)壓，作為其參考源。 R2 R2 C19 構(gòu)成振蕩電路，其頻率由下式計算得到。 11 9 ( 0 . 6 7 2 2 1 . 3 2 4 )o s cf C R R? ? 取 C19=， R6=12k， R7=47，則 fosc=124kHz，輸出頻率為振蕩頻率的一半，為 62kHz。 7 腳為振蕩器放電端，與 5 腳之間接一個電阻構(gòu)成放電回路，用來產(chǎn)生 PWM 波的死區(qū)時間，死區(qū)時間大約為 ，所以 R24選擇 47 歐姆的電阻。 R17,R15,R16 與 C17 構(gòu)成補償電路。 C20 為軟啟動電容。 R25 為將關(guān)斷腳，直接接地使 3525 工作可靠穩(wěn)定。 SG3525是用于驅(qū)動 N溝道功率 MOSFET的 電流型 PWM控制器 ， 16 為了提高驅(qū)動能力，本文利用 8050 和 8550 構(gòu)成驅(qū)動功率放大電路，如圖 33 Q48050Q6855022R2710KR30Res2R2810R26BT12V 圖 驅(qū)動信號功率放大 MOSFET 的選擇 電源設(shè)計輸出功率為 100W，輸入電壓為 12V，則通過 MOSFET的最大電流在 10A 左右，我們選擇 N 溝道 MOSFET： 60N06。主要的參數(shù)為： VDS=60V， ID=60A， RDS(on)=18mΩ。 推挽變壓器設(shè)計 在確定了 DCDC 的電 路形式和工作頻率后，還需確定輸出功率才能計算推挽變壓器參數(shù)。驅(qū)動電源提供的功率取決于 H 橋MOSFET 的參數(shù)，而 H橋的 MOSFET 又與電源電壓和電源輸出額定功率額定電流有關(guān)。電源輸出最大功率為 100W，蓄電池的輸入電壓為 12V， MOSFET 的在最大輸出功率下輸出電流為 10A，而電源啟動時考慮涌浪電流，電流約為額定電流的 3倍左右，約為 30A。經(jīng) 17 查閱場效應(yīng)管手冊，選擇 60N06，其主要參數(shù)已在上節(jié)介紹過。 由于對場效應(yīng)管的控制實質(zhì)是對輸入電容的充放電控制，驅(qū)動線路的負載為容性。由于電容上電荷的保持作用，理論上講 驅(qū)動電路無需提供持續(xù)電流，但為使場效應(yīng)管快速開通，需要提供足夠的充電電流。場效應(yīng)管的充電電流 IC由下式確定 39。GS GSC rCVI t? () GS iss rssC C C?? () 式中 CGS柵極到源極的電容 (pF)。 Ciss輸入電容 (pF)。 Crss反饋電容 (pF)。 VGS柵極到源極電壓 (V)； tr’ 輸入脈沖上升時間 (ns)。 對 IRF540， Ciss=2020pF,Crss=115pF,則 CGS=2500pF。 tr’ 由下式確定： 39。 g isst R C? () 式中 Rg脈沖驅(qū)動回路的電阻 (Ω )。 Ciss輸入電容 (pF)。 Rg=20Ω,Ciss=2600pF ，則 tr’=114ns 。代入式 32 中，得到IC=200mA 。因此驅(qū)動電源提供的瞬時功率 至少為P=12V200mA= （實際輸出功率可以遠遠小于此值）。 設(shè)計輸出最大功率為 120W，頻率取上節(jié)計算的 62kHz。知道輸出功率和頻率后，便可對變壓器參數(shù)進行計算。 1) 計算初級匝數(shù) 18 由電磁感應(yīng)定律可得： m ax pUpB K fN Ae= () Up 是加于變壓器原邊繞組的電源電壓的有效值，為 24V, f=62kHz， Bmax 是磁 芯的最大 工作磁 通密度（ T） ,通 常取1123sat satBB,Bsat為飽和磁通密度 。Ae 是磁芯有有效截面積（ m2） 。K為常數(shù)，對于正弦波取 。方波取 4。由上式得原邊匝數(shù)為 pp m axUN4 fB A e= () 輸出功率 o p p p m a xP I U I p 4 N f B A ehh= = ? () 假設(shè)變壓器原邊繞組占磁芯窗口面積 Ac 一半，磁芯窗口填充系數(shù) k=,變壓器效率 ? =80%,則 (37)式可化簡為： o m a x c eP B f jA A= () Ac 為磁芯繞線架的窗口面積， j 為導線電流密度 ,通?？扇?~8A/mm2。 則（ ）式可化簡為： ce m a xPoA p A A 1 . 1 6 B f j== () 常見的磁性材料 PC40 ，按 PC40 的參數(shù)計算，其Bsat=450mT=, 取 Bmax=13 Bsat=, , j=代入 （ ） 有 : 19 9 4 436m a x24 0 . 7 7 1 0 0 . 0 7 71 . 1 6 1 . 1 6 0 . 1 5 7 2 1 0 2 . 5 1 0ce PoA p A A m c mB fj = = = = ?創(chuàng)創(chuàng) ?查 磁 芯 數(shù) 據(jù) 手 冊 可 知 EC35 磁芯 Ae==, Ac==,則 44ecA A 0 .7 1 6 1 .3 6 5 c m 0 .9 7 7 c m=? Ap 計算值，能滿足要求且有足夠裕量。 選定 EC35 磁芯后，由（ 36）式： pp 34m a x eU 24N 1 2 . 8 T4 f B A 4 6 2 1 0 0 . 1 5 0 . 7 1 6 1 0 = = =創(chuàng)創(chuàng) ? 實際取 13T。 在輸入電壓最大時驗算變壓器的最大工作磁感應(yīng)強度 Bmax， Upmax 取為 30V，則 p m a xm a x s a t34pU 3 0 1B 0 . 1 1 2 T B4 f N A e 4 7 2 1 0 1 3 0 . 7 1 6 1 0 2= = = 創(chuàng)創(chuàng) ?,未產(chǎn)生磁飽和。因此取 3圈是合適的。 2) 計算次級繞組匝數(shù) 由推挽電路的電壓輸出公式： ssppNU q 39。U N= ,其中 onTq39。 T/2= ,取 q’ max=, 則 spm a x pUN 3 8 0 1 3N s 8 0 Tq 39。 U 0 . 9 2 4180。= = =180。 由于輸出電壓很高，在輸出繞組采用全波整流電路，以減小二極管產(chǎn)生的壓降。因此次級繞組為 80T。 3) 變壓器繞法 為減小漏感和高頻趨膚效應(yīng)，采用“三明治”繞法，初級和次級組都由多 股并繞。具體繞法如下：次級分兩層，第一層的 40T繞在最里面，再纏初級級繞組的兩個繞組，最后再纏次級的 40T。 20 每一層都均勻分布的繞，層與層之間用絕緣膠隔開。這樣得到的漏感最小，實際的測試效果也表明了這一點。 全橋整流選用快速二極管 FR107， FR107 的主要參數(shù)為：Vrmm=1000V， Io=， Trr=250ns，符合電路設(shè)計的要求。輸出濾波電感和電容的選擇計算從略，原理圖見圖 39。輸出電壓經(jīng)R15， R17 和 R16 分壓濾波后，反饋到 SG3525 的 1 腳，實現(xiàn)閉環(huán)穩(wěn)壓輸出。 小結(jié) 本小節(jié)主要闡 述了 DCDC 升壓電路的基本原理和電路結(jié)構(gòu)形式，詳細計算了升壓電路主要元件的參數(shù)，確定了升壓變壓器的參數(shù)，明確了變壓器的繞發(fā)及減小漏感的方法。為下面的正弦逆變提供 340V 母線電壓。 SP