【文章內(nèi)容簡(jiǎn)介】 點(diǎn)的電壓與電流波形圖。 a)是變壓器二次側(cè)線圈繞組 N2 的整流電壓輸出波形圖， b)是變壓器二次側(cè)線圈繞組 N3 的整流電壓輸出波形圖， c)為通過變壓器一次側(cè)線圈繞組 N1 與二次側(cè)線圈繞組 N3 的電流波形圖。 在 Ton 的期間內(nèi)， K 是被接通的，電壓源 Ui 對(duì) N1 繞組施加電壓，使得 N1 中有電流 i1 流過，所以 N1 線圈中將產(chǎn)生感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)，此時(shí)次級(jí)線圈 N2 會(huì)相應(yīng)地產(chǎn)生一個(gè)感生電動(dòng)勢(shì)，并且給負(fù)載供能。開關(guān)管 K 關(guān)斷后，變壓器初級(jí)和次級(jí)線圈中流過的電流變?yōu)榱?，為保持磁通的?定， N3 線圈繞組將會(huì)產(chǎn)生一個(gè)勵(lì)磁電流，其中電流的強(qiáng)弱將會(huì)隨著時(shí)間的推移而減小。 2） 反激式：與正激式相反， K 被接通，變壓器電感會(huì)存貯能量，只有 K 斷開，反激式變換器將會(huì)向負(fù)載供能。 U iN 1TKN 2C+DU 2U 0RI 0U e 圖 25 反激變換器的開關(guān)電源電路圖 圖 25 為反激變換器的開關(guān)電源電路圖。 Ui 為輸入電壓， T 為變壓器， K 為開關(guān)管， D 為二極管用來阻斷反向電流， C 為儲(chǔ)能濾波電容。 淮陰工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)說明書 （論文） 第 9 頁 共 30 頁 在 Ton 期間，輸入電壓會(huì)給初級(jí)線圈繞組施加電壓，使線圈繞組 N1 中有電流，與此同時(shí)兩端會(huì)產(chǎn)生感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)，相應(yīng) 的線圈繞組 N2 也將會(huì)產(chǎn)生感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)，但是兩個(gè)線圈的同名端沒有在同一側(cè)，所以二極管沒能夠被導(dǎo)通，所以變壓器的二次側(cè)是相當(dāng)于開路，沒有電流流過，之后變壓器開始儲(chǔ)能。 當(dāng)開關(guān)管由接通變?yōu)閿嚅_的瞬間，變壓器初級(jí)線圈中的電流突然變?yōu)榱?，由于磁通不能夠突變，所以?Toff 期間，磁通將會(huì)由 N2 線圈繞組中電流產(chǎn)生的磁通來維持，N2 中會(huì)有反激電流，變壓器將釋放能量，經(jīng)由二極管向電容和負(fù)載供能。 U i0U ptU aU aU oU c0U ota )b ) 圖 26 臨界導(dǎo)通各點(diǎn)電壓 當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷瞬間，線圈繞組 N2 產(chǎn)生了反激電 流與電壓，假設(shè)此時(shí) N2 線圈繞組直接接在負(fù)載電阻 R 上，將產(chǎn)生一個(gè)很大的脈沖。但因?yàn)?N2 線圈繞組經(jīng)過了整流濾波，并且負(fù)載電阻 R 與濾波電容 C 的時(shí)間常數(shù)很大，所以輸出電壓穩(wěn)定。在開關(guān)管斷開期間內(nèi)，二次側(cè)電壓平穩(wěn)地向負(fù)載電阻 R 與電容 C 供能。開關(guān)管接通，變壓器二次側(cè)開路，一次側(cè)充能，電容 C 給負(fù)載電阻 R 放電。 開關(guān)電源的控制方式 在控制系統(tǒng)中，開關(guān)電源的參考電壓與輸出電壓相比較，獲得的誤差信號(hào)表明了輸出電壓偏離參考電壓的方向與程度，控制器將會(huì)根據(jù)誤差調(diào)整控制量。如誤差是“+” ，表明了輸出電壓低于參考電壓，控制器使 其增加并提高到參考值輸出電壓；如果誤差為 “ ” ，則與其相反。 這樣的控制方式稱為反饋控制，它可以使開關(guān)電源的輸出電壓與參考電壓的相對(duì)誤差小于 1%至 %，甚至更高。 淮陰工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)說明書 （論文） 第 10 頁 共 30 頁 電壓控制模式 如圖 27 所示反饋控制中系統(tǒng)僅出現(xiàn)一個(gè)電壓反饋控制環(huán)，所以稱之為電壓控制模式。 P W M 比 較 器鋸 齒 波CL控 制 器++eU cVC CRLufU* 圖 27 電壓反饋控制 圖 27 是電壓控制模式的開關(guān)穩(wěn)壓電源反饋控制系統(tǒng)，它是較早出現(xiàn)的的一類控制模式，其最大的 優(yōu)點(diǎn)是結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，但也有一個(gè)很明顯的缺點(diǎn)，它不能有效地控制電流，當(dāng)電路過載或短路時(shí)，需要用過電流保護(hù)電路來停止工作，從而得以保護(hù)電路。 電流模式控制 由于電壓模式控制存在明顯缺點(diǎn)，于是研究并發(fā)明了電流模式控制方式。圖 28為電流模式控制系統(tǒng)框圖，在電壓反饋控制環(huán)內(nèi)增加了電流反饋控制環(huán)，電壓控制器的給出信號(hào)會(huì)作為電流控制環(huán)的參考信號(hào)，由電流控制環(huán)設(shè)置一個(gè)上下限，由此可以有效地控制電路中的電流，起到保護(hù)電路的作用，并且實(shí)現(xiàn)恒流控制。 電 壓 控 制器電 流 控 制 器eU*+ufi*+ifVC CLc RL 圖 28 電流模式控制 開關(guān)電源的三種調(diào)制方式 按照時(shí)間比率控制原理，開關(guān)電源有三種調(diào)制方式，即脈沖寬度調(diào)制方式、脈沖頻率調(diào)制方式以及混合調(diào)制方式。 淮陰工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)說明書 （論文） 第 11 頁 共 30 頁 脈沖寬度調(diào)制 脈沖寬度調(diào)制方式 (PWM)，其開關(guān)周期是恒定的，它由轉(zhuǎn)變脈沖信號(hào)的占空比方式，從而節(jié)制開關(guān)管導(dǎo)通的時(shí)間，用此來改變變換器中的電流，達(dá)到控制輸出功率以及輸出電壓的目的。 PWM 調(diào)制方法是開關(guān)變換器中最廣泛使用的一種方法，它由反饋信號(hào)與基準(zhǔn)信號(hào)之間得到的差值然后與 內(nèi)部鋸齒波相比較，之后產(chǎn)生一個(gè)恒定頻率變寬的矩形波信號(hào)來控制開關(guān)管，并且能夠通過負(fù)載的調(diào)節(jié)來控制開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間，可得到保持平穩(wěn)的輸出電壓。 脈沖頻率調(diào)制 脈沖頻率調(diào)制方式 （ PFM） ,其導(dǎo)通脈沖寬度保持恒定，由控制頻率的變化來控制開關(guān)的占空比，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)對(duì)能量的掌控。輸出電壓的可調(diào)范圍比較大，只需要很小的負(fù)載。因?yàn)闉V波電路要在比較寬的頻率之間工作，所以濾波器的體積較大，這是它的缺陷之處。 混合調(diào)制 混合調(diào)制的開關(guān)工作頻率和脈沖寬度均不是固定的，全可以改變，是上述兩種調(diào)制方法的綜合體。在頻 率變化范圍較小的情況下，混合調(diào)制方式可以得到可調(diào)范圍很大的輸出電壓。因此，這種方式很適合用于實(shí)驗(yàn)室電源。 功率因數(shù)校正 開關(guān)電源促進(jìn)了現(xiàn)代社會(huì)生活的極大進(jìn)步，然而相應(yīng)的也帶來了一些問題，例如諧波與對(duì)電網(wǎng)污染的問題。通常開關(guān)穩(wěn)壓電源的輸入級(jí)采用不可控容性整流電路，這種電路優(yōu)缺點(diǎn)明顯，優(yōu)點(diǎn)是成本低、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單等，但同時(shí)缺點(diǎn)也很明顯，輸入的電流不是正弦波。 其根本原因在于二極管整流電路不能夠控制輸入電流，當(dāng)供電電壓比電容電壓高時(shí)，此時(shí)二極管導(dǎo)通，反之則不導(dǎo)通，這就會(huì)形成電流脈沖。其解決辦法就是壓制電流的脈沖 幅度，讓其波形能夠接近于正弦波，我們將這種技術(shù)稱之為功率因數(shù)校正技術(shù)。 此技術(shù)可以分為有源功率因數(shù)校正和無源功率因數(shù)校正兩種。 1） 有源功率因數(shù)校正技術(shù) 有源功率因數(shù)校正這種電路采用全控開關(guān)器件，由其組成的開關(guān)電源能夠?qū)斎氲碾娏鞑ㄐ芜M(jìn)行有效控制，使其成為正弦波，由此其總諧波可以得到極大的降低，功淮陰工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)說明書 （論文） 第 12 頁 共 30 頁 率因數(shù)更是高達(dá) ，能夠很大的滿足如今實(shí)行的最為嚴(yán)厲的諧波標(biāo)準(zhǔn)準(zhǔn)則，它的使用將會(huì)更加廣泛。但其電路較為復(fù)雜，成本略高，這也是人們不得不考慮的問題。 2） 無源功率因數(shù)校正技術(shù) 此技術(shù)由電容與電感等組 成的無源網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行功率因數(shù)校正，它經(jīng)由提高電流的導(dǎo)通角來增加功率因數(shù)。它于二極管整流電路中補(bǔ)充添加加了電感和電容等一系列無源器件。 優(yōu)點(diǎn)：結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)易性能可靠，制作成本低。缺點(diǎn)是：體積重量大，功率因數(shù)只能提高到 左右，難以滿足現(xiàn)行諧波的標(biāo)準(zhǔn)限制。 L1L2L0C1C2C0VC OVM 圖 29 無源功率因數(shù)校正電路 開關(guān)電源未來發(fā)展 1） 高頻化 高頻化可以有效減小電源體積并且提高電源的功率，還可以很好地改善開關(guān)電源動(dòng)態(tài)響應(yīng)。 2） 高效率化 最近諧振、恒頻零開關(guān)以及零電流變換器等技術(shù)成為熱門的研究課題。這些技術(shù)在理論上可以使得損耗為零，可以使目前的電源轉(zhuǎn)換率提高 10%左右。 3） 無污染化 由于功率因數(shù)校正技術(shù)的發(fā)展及應(yīng)用，使得功率因數(shù)獲得極大的提升，并且諧波對(duì)于電網(wǎng)造成的污染也極大地減少。我們?cè)?DC/DC 變化器與輸入整流之間加入了有源功率因數(shù)校正技術(shù)更是將功率因數(shù)接近于 100%，輸入電流波形無限接近于正弦波而且與電壓能夠同相。 4） 模塊化 由于分布式供電系統(tǒng)的廣泛使用，電源將向模塊化方向發(fā)展。從而開關(guān)電源的可淮陰工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)說明書 （論文） 第 13 頁 共 30 頁 靠性得到提升而且節(jié)能高效。 能夠以低電壓和低消耗向超高速集成電路供電；也可以同時(shí)用小功率模塊組成大功率電源得到大功率輸出。 3 驅(qū)動(dòng)電路 PFC 反激式變換器原理 如圖 31，經(jīng)過全橋整流后，輸入的交流電流轉(zhuǎn)換得到脈動(dòng)直流電壓，之后由分壓電阻取樣作為乘法器的一個(gè)輸入信號(hào)。同樣的輸出電壓也會(huì)被分壓電阻取樣，經(jīng)過誤差放大器和基準(zhǔn)電壓放大比較，這樣也會(huì)得到一路信號(hào)作為乘法器的另一路輸入信號(hào)。兩個(gè)信號(hào)經(jīng)由乘法器處理得到的輸出信號(hào)將會(huì)成為 PWM 調(diào)制解調(diào)器的同相端輸入，反向端的輸入則為變壓器的一次側(cè)電流檢測(cè)信號(hào)。如果檢測(cè) 的電流幅度值大于誤差放大器的放大電壓幅度值， PWM 則會(huì)輸出低電平信號(hào)，導(dǎo)致觸發(fā)器發(fā)生復(fù)位， MOS管將會(huì)關(guān)斷，所以變壓器存儲(chǔ)的能量將會(huì)從二次側(cè)線圈繞組輸出。當(dāng)檢測(cè)到一次側(cè)線圈繞組電流為零時(shí)且電壓此刻翻轉(zhuǎn)，觸發(fā)器將輸出高電平，然后 MOS 管導(dǎo)通，此時(shí)一次側(cè)的線圈繞組中的電流開始上升。這樣將可以重復(fù) MOS 管的接通與斷開動(dòng)作，使得電流波形跟隨整流之后的電壓波形，如此可以極大減少電流產(chǎn)生的諧波并且提高功率因數(shù)。 DR2CBR3C1P W Mn : 1C0R1R4R5QSR過 零 檢 測(cè)補(bǔ) 償乘 法 器++ 圖 31 臨界導(dǎo)通式單級(jí) PFC反激變換器電路的原理 圖 淮陰工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)說明書 （論文） 第 14 頁 共 30 頁 主電路設(shè)計(jì) 高頻變壓器設(shè)計(jì) 1) 需要滿足初級(jí)與次級(jí)線圈的匝數(shù)比的要求。依據(jù)變壓器工作原理，如完全不考慮到線圈繞組的電阻，一次側(cè)與二次側(cè)的電壓比等于兩側(cè)匝數(shù)比。設(shè)變換器二次側(cè)匝數(shù)Ns，一次側(cè)匝數(shù) NP，最小輸入電壓 Vin min，整流管的壓降 VDF，輸出電壓 Vo，最大占空比 Dmax，對(duì)于單端反激變換器必須滿足： 2) 符合磁不飽和的要求。設(shè)輸入變壓器初級(jí)線圈電壓方波值為 Vin,匝數(shù)為 N，磁通密度為 B。匝數(shù) N 和磁通密度 B 的關(guān)系式為： 為了使得變壓器在占空比最大， 輸入電壓最高時(shí)，要使變壓器磁芯仍然保持不飽和，對(duì)于單管單極性變換器，由上式可得： 3） 滿足升溫與損耗最小要求。在設(shè)計(jì)時(shí)一次與二次線圈所占面積相等，可以使銅損最??；合理選擇磁芯的工作頻率和工作磁感密度，可以使鐵損最小。 4） 減小漏感。減 小線圈繞組的厚度并加大其高度；減少匝數(shù)，使用低損耗、高 Bm磁芯；在安全的條件下，盡可能使線圈絕緣厚度小；線圈繞組 一律 采用分層式交流繞組。 5） 減小分布電容。線圈使用分段繞制；合理安排線圈極性從而減小電位差；絕緣材料的相對(duì)介電常數(shù)小。 濾波電容器設(shè)計(jì) 開關(guān)穩(wěn)壓電源絕大部分工作在矩形波或方波狀態(tài)下工作，因此會(huì)含有較多的諧波電流與電壓。在輸出端增加濾波電容則可以減小輸出電壓波紋。此濾波電容應(yīng)該具有較好的阻抗頻率特性，所以我們選用鋁電解電容。設(shè) f 為開關(guān)頻率 ； PO是輸出功率 。UO淮陰工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)說明書 （論文） 第 15 頁 共 30 頁 是輸出電壓； ΔV是輸出紋波電 壓。 濾波電容滿足下列表達(dá)式： 主開關(guān)管選擇 足夠快的開關(guān)速度、足夠大的耐壓值和足夠大的額定電流是選擇開關(guān)管的必要條件。本次設(shè)計(jì)中的開關(guān)管需要承受初級(jí)線圈開關(guān)管關(guān)斷時(shí)沖擊電壓、反射電壓和正向?qū)ǖ姆逯惦妷?。而開關(guān)管所能承受的 電壓必須大于上述電壓的總和。同時(shí)開關(guān)管的開關(guān)速度要盡量快，因此關(guān)斷延遲時(shí)間和開通延遲時(shí)間都必須要短。 整流輸出二極管設(shè)計(jì) 1）選用正向壓降小的整流二極管 ， 在反向額定電壓和正向額定電流滿足使用條件的情況下，選用正向壓降 比較 小的整流二極管可以 大大 提高效率并 極為有效地 減小損耗。 2）反向恢復(fù)時(shí)間短， 由于時(shí)間短有效地 降低了二極管的發(fā)熱與損耗，并且減小了干擾與噪聲。 3) 正向恢復(fù)電壓低 ， 可以減小開通損耗。 4）反向漏電流小 ， 反向漏電流過大會(huì)增加關(guān)斷損耗并且和反向額定電壓與溫度有關(guān)。 5）額定電壓的選取 6） 額