【文章內容簡介】 程中會受到多種因素的干擾。因此，選擇性能好的導聯線具有非常重要的意義。在導聯線的使用過程中，導聯線的抖動、牽扯都會使傳輸的心電信號受到干擾，造成心電波形雜亂，導致心電數據錯誤。所以，在使用導聯線時，還要注意保持導聯線的穩(wěn)定。本次設計中選用三個心電傳感器，分別接到左手、右手和右腿上。左手和右手電極是整個電路的心電信號輸入端，采集心電信號，其中右手電極接到前置放大器的IN上，左手電極接到前置放大器的IN+上。右腿電極是右腿驅動電路的輸入端。在生物電前置級設置一種電路，用于將人體的共模信號反饋給人體以抵消共模干擾的影響，稱此電路為共模驅動，或右腿驅動電路。共模驅動電路是在放大器前置緩沖級用一組等值電阻取出共模電壓，然后經過一個高增益反相放大器將倒相的共模信號反饋給人體來抵消共模干擾的影響，這是一種有效的共模反饋抵消法[6][8]。 本設計中，選用右腿驅動電路去除人體攜帶的交流共模干擾、減少位移電流、保護人體安全。 右腿驅動電路由圖可知，右腿驅動電路實際上可以看成是以人體為相加點的共模電壓并聯負反饋電路。其輸入為前置放大器的輸入端，輸出接右腿電極，限流電阻,取值較大，限制電流為毫安級的水平，增加了安全保護性能，防止病人受到可能的傷害。心電信號是反映人體生理狀態(tài)的一種重要信息，是人體電子測量中的主要信息源，心電信號是一種低頻微弱信號，對干擾很敏感，對體表電極測量而言，信號幅度在10μV到4mV之間，典型值為1mV。由于心電信號檢測的信號源是人體本身，而人體又處在各種紛繁復雜的電磁環(huán)境中，所以心電信號中不可避免地會混有各種高強度的干擾。要監(jiān)測心電信號首先必須正確獲取心電信號，才能對心電信號進行分析和處理，因此，信號處理電路成為設計關鍵，尤其是心電信號的放大。根據心電信號的特點，對心電信號前置放大器提出的要求包括高輸入阻抗、高共模抑制比、低噪聲、低漂移和設置保護電路等。①高輸入阻抗心電信號源本身是高內阻的微弱信號源，通過電極提取的心電信號又呈現出不穩(wěn)定的高內阻特性。信號源的信號、阻抗大小不僅因人而異、因生理狀態(tài)而異，而且在測量時，與傳感器的安放位置、安放的力度、電極本身的物理狀態(tài)以及人當時的生理狀態(tài)都有密切關系。以上這些變化對微弱的心電信號將產生極大的干擾。消除高輸入阻抗影響的最好辦法就是采用更高輸入阻抗的放大器。②高共模抑制比（CMRR）為了抑制人體所攜帶的工頻干擾以及所測量參數外的其它生理作用的干擾，需采用差動放大形式，所以共模抑制比（CMRR）是放大器的主要指標。生物電放大器的CMRR值一般要求達到60dB到80dB，對腦電、心電等特別微弱的信號，要求CMRR值達到120dB。③低噪聲、低漂移相對于幅度僅在微伏、毫伏級的低頻生物電信號而言，放大器前置級的這一項要求也是很重要的。高阻抗源本身就帶來相當可觀的熱噪聲，輸入信號的質量很差。所以，為了獲得一定信噪比的輸出信號，對放大器的低噪聲性能有嚴格的要求。理想的生物電放大器，能夠抑制外界干擾使其減弱到與放大器的固有噪聲為同一數量級。這樣，放大器的內部噪聲實際上使放大器能夠放大的信號電平有一個下限，也就是說放大器的噪聲電平成為放大器設計的限制性條件。除了肌電和神經動作電位外，絕大多數的生物電信號都有很低的頻率成分，如心電、自發(fā)腦電、胃電、眼電、細胞內、外電位等都具有1Hz以下的頻率分量。但通常采用的直流放大器的零點漂移現象限制了直流放大器的輸入范圍，使得微弱的緩變信號無法被放大，尤其在進行較長時間的記錄、觀察、監(jiān)護時，基線漂移對測量帶來嚴重的影響，常常使測量不能正常進行。因此應當采取措施抑制放大器的零點漂移[8][12]。AD620儀表放大器能直接實現同相并聯差動放大電路的功能，使用方便，因此，本設計選用它作為前置放大器。 AD620集成芯片結構原理圖AD620是高性能單片集成的儀表放大器，它在同相并聯差動放大的基礎上，采用激光晶片校準技術，使用戶僅用一個外接電阻就能對增益進行準確的確定，無需調節(jié)，易于使用。使用時只需在1腳和8腳接入一電阻以設置所需要的增益G。，集成的儀表放大器的電壓增益為： （）當電阻 取不同值時，可以得到1～1000倍的電壓增益。AD620的突出優(yōu)點是低頻噪聲小，～10Hz的噪聲電壓pp（峰峰），失調電壓、溫漂都很小，共模抑制比為110dB,寬帶120kHz（G=100）。使用時應注意，引線端REF通常接地，確保其良好接地是保持高共模抑制比所必需的。電阻的穩(wěn)定性、溫漂將影響放大器增益的穩(wěn)定，在外接電阻很小時（即高增益設置時）應選用精密繞組電阻。，是為了去除電源的耦合干擾，應用時電容要就近接地[8]。AD620的高輸入阻抗、高共模抑制比以及其他優(yōu)越的性能，使其可以用于ECG測量電路中。AD620作為前置放大器，其增益為10左右，加上后級放大，總增益可以達到1000倍，滿足ECG信號放大的要求。 前置放大電路由圖可知，前置放大器加入了右腿驅動電路，以減少共模干擾的影響。前置放大器的增益為： （）共模驅動電路由對稱電阻和取出人體共模電壓，經運算放大器組成反向驅動放大器施加給人體的右腿，抵消共模干擾。前置放大器輸出的信號并不是純粹的心電信號，其中除了夾雜著不少的工頻干擾外，還有可觀的低頻分量。這些干擾來自心電傳感器和皮膚的摩擦音、呼吸的噪音、人體的干擾信號和記錄儀所產生的干擾等，還可能來自于電極極化電壓的不平衡、前置放大器的失調漂移以及人體的活動等因素。這不僅會導致心電信號被淹沒，也不利于后續(xù)電路的處理。有源濾波器一般由集成運放與RC網絡構成，它具有體積小、性能穩(wěn)定等優(yōu)點，同時，由于集成運放的增益和輸入阻抗都很高，輸出阻抗很低，故有源濾波器還兼有放大與緩沖作用。 利用有源濾波器可以突出有用頻率的信號，衰減無用頻率的信號，抑制干擾和噪聲，以達到提高信噪比或選頻的目的， 所以本設計采用了一個巴特沃斯二階高通濾波電路來濾除這些直流和低頻分量。 二階有源高通濾波電路高通濾波電路實際上是阻容耦合電路，它的作用是隔去前置放大器的直流電壓和直流極化電壓，耦合心電信號。其中，巴特沃斯二階有源高通濾波電路的截止頻率為： () ()電壓增益為： ()。應該注意到是和位于信號通道上，它們本身的噪聲性能是至關重要的，選用獨石電容或鉭電容，不要選擇電解電容。由于近年來電源的諧波污染越來越嚴重，所以濾除了低頻干擾外，還有較多的高頻諧波分量，這些頻率分量存留于心電信號中。另一方面，心電信號中還混有較高頻率的傳感器和皮膚摩擦所產生的干擾以及開關電容濾波帶來的開關噪聲。所以在高通濾波之后設置一級低通濾波器是必要的。前面已經介紹了有源濾波器的優(yōu)點，因此，為達到較好的濾波效果而又不使電路過于復雜，設計了一個巴特沃斯二階低通濾波器。 二階有源低通濾波電路該濾波器的優(yōu)點在于所用的網絡元件少，特性容易調整，輸出阻抗低，元件值分布范圍小，能夠獲得較高的增益。心電信號的高頻界限為100Hz，所以低通濾波器的截止頻率應在100Hz。該電路的截止頻率為： （） （）電路的電壓增益為： （） 50Hz陷波電路的設計盡管前置放大電路具有較高的共模干擾抑制能力，但是有些工頻干擾是以差模形式進入放大器的；還由于包含電極在內的輸入回路的不穩(wěn)定等因素，所以前置放大電路輸出的心電信號中仍然不可避免地混有較強的工頻干擾，解決的方法是用50Hz陷波器將工頻干擾濾掉。 帶阻濾波器用于濾除通帶中的某一頻段的頻率成分，與帶通濾波器的作用恰恰相反。在心電信號提取過程中，為了去除人體或測試系統中產生的50Hz工頻干擾，常用帶阻濾波器予以抑制。帶阻濾波器又稱為陷波器，當50Hz干擾嚴重而無法工作時，用50Hz為中心頻率的陷波器把50Hz成分濾除。本設計中采用有源雙T帶阻濾波電路，雙T網絡具有選頻作用，可以作為某一固定頻率的陷波電路，但是無源雙T網絡帶阻區(qū)寬度大，品質因數較低，特性曲線不夠尖銳，輸出帶負載能力很低，這樣在抑制干擾的同時會將有用的相鄰頻率的信號濾除掉。選用有源雙T濾波網絡具有正反饋，品質因數大為提高，特性曲線變窄，選擇性顯著提高。由于雙T網絡的輸出阻抗較高，采用高輸入阻抗的運放作為輸入級，不會影響雙T網絡的Q值。 50Hz陷波電路（有源雙T帶阻濾波電路）雙T網絡由兩個T型電路并聯組成，其中一個T型電路由兩個電阻、和一個電容構成；而另一個由兩個電容、和一個電阻構成。信號經過這樣兩條支路送到輸出端。當信號頻率很高時，電容接近短路，信號通過兩個電容傳遞到輸出端，此時輸出幅度與輸入幅度相當；當信號頻率很低時，電容接近開路，信號通過兩個電阻傳送，輸出幅度與輸入幅度仍然相當。所以，如果適當地選取R，C元件的參數，便可以使得在中間的某個頻率處通過，支路和，支路傳送到輸出端的信號大小相等，相位相反，從而相互抵消，總的輸出為零（在時）。稱為雙T網絡的諧振頻率。由圖可知，采用運放組成有源雙T網絡，同時引入負反饋改變選頻作用，由運放和兩個反饋電阻, 組成，其中系數k決定阻帶寬度。k值取得越大，阻帶寬度越窄，品質因數Q值則越高，陷波特性越好，但同時會使得穩(wěn)定性變差。反之則k值取得越小，阻帶寬度越寬，品質因數Q值則越低，陷波特性差但同時穩(wěn)定性好。陷波電路的特性參數為： （）電壓增益為： （）式中，為中心頻率。對于50Hz的陷波電路，則首先選擇電容, ,計算得到，再選擇，滿足小于的條件。由Q值要求得到。50Hz陷波電路之后，是模擬信號處理電路重要的一級——后置放大電路。心電信號的幅度一般小于5mV，而A/D轉換器的輸入范圍為+5V，所以整個模擬信號處理電路應有幾千倍的增益。前置放大級的增益G約為11，高通濾波器和低通濾波器的增益和均為2，總共為,大約為50倍，本設計中將心電放大器總的電壓增益設為1000倍，這樣就可以使毫伏級的心電信號被放大到伏量級，故還需幾十倍的電壓增益。所以，這里的后置放大電路的放大倍數設為20倍。 后置放大電路由圖可知，后置放大電路的增益為： （）這樣系統的放大倍數A為： （）從而完成了對心電信號的放大，實現了系統的設計要求。 A/D轉換電路的設計本設計中，需要完成對心電信號的存儲、顯示和打印等功能，然而微處理器無法對模擬信號進行處理，必須把模擬量轉換成數字量，然后再送到微處理器進行數據處理。能夠變模擬量為數字量的器件稱作模數轉換器（簡稱A/D轉換器）。本設計采用了逐次逼近型ADC轉換器ADC0809。ADC0809帶有8位A/D轉換器、8路多路開關，以及與微型計算機兼容的控制邏輯的CMOS組件。8位A/D轉換器的轉換方法為逐次逼近法。在A/D轉換器的內部含有一個高阻抗斬波穩(wěn)定比較器，一個帶有模擬開關數組的256電阻分壓器，以及一個逐次逼近型寄存器。8路的模擬開關由地址鎖存器和譯碼器控制，可以在8個通道中任意訪問一個單邊的模擬信號。ADC0809的技術指標如下：1) 單一電源，+5V供電，模擬輸入范圍為0～5V。2) 分辨率為8位。3) 最大不可調誤差：ADC0809177。1LSB。4) 功耗為15mW。5) 轉換速度取決于芯片的時鐘頻率。時鐘頻