【文章內(nèi)容簡(jiǎn)介】 方波發(fā)生器電路 積分電路 圖 4 三角波發(fā)生器的電路結(jié)構(gòu) 對(duì)于方波發(fā)生器，有 對(duì)于積分電路，有 不難分析，由 Rf對(duì) C1的充電和放電過(guò)程來(lái)看，運(yùn)算放大器 A1輸出為 50%占空 9 比的矩形波，即方波，送到由 A R C2組成的績(jī)分電路分別進(jìn)行正 向積分和反向積分后，便從 A2 的輸出端產(chǎn)生三角波。由于電路要求三角波的頻率為 150KHz，實(shí)際上三角波的頻率完全取決于方波發(fā)生器的方波頻率。影響方波發(fā)生器的頻率的因素有 Rf和 C1 以及 R1與 R2，當(dāng) R R2 和 C1 固定時(shí) ,仔細(xì)調(diào)節(jié) Rf，不難獲得 150KHz 的標(biāo)準(zhǔn)方波。而 R5 和 C2 的參數(shù)決定了三角波的斜率和幅度，對(duì)其要求由后續(xù)文檔予以詳盡描述。該運(yùn)算放大器采用 OP07 實(shí)現(xiàn)。 （ 3）脈沖寬度的調(diào)制（ PWM）器的電路結(jié)構(gòu)及分析 三角波發(fā)生器產(chǎn)生 150KHz 的標(biāo)準(zhǔn)三角波，送到比較器的同向輸入端，正弦波發(fā)生器產(chǎn)生 50Hz 的標(biāo)準(zhǔn)正弦波，送到比較器的反向輸入端，在比較器的輸出端便產(chǎn)生了受正弦波瞬時(shí)幅度調(diào)制而寬度變化的矩形波，如圖 5所示。 圖 5 PWM 產(chǎn)生電路 根據(jù)比較器電路的工作原理，即當(dāng)同相輸入端電位高于反向輸入端電位時(shí)輸出端為接近 Vdd，反之當(dāng)同相輸入端電位低于反向輸入端電位時(shí)輸出端為接近 Vss，不難分析，其輸入和輸出的時(shí)序圖如圖 6 所示，比較器采用專用比較器集成電路 LM393。 圖 6 PWM 輸入和輸出波形及時(shí)序 10 當(dāng)三角波的波形幅度（或斜率）確定后，正弦波的瞬 時(shí)振幅確定了 PWM 信號(hào)的寬度，也就決定了向負(fù)載提供的正弦波幅度。所以對(duì)三角波幅度的要求是足夠正弦波的最大振幅。如果從圖 3 的可控正弦信號(hào)輸出端口送來(lái)的最大正弦信號(hào)幅度為10V，則要求三角波的最大幅度應(yīng)大于等于 10V，可通過(guò)仔細(xì)調(diào)節(jié)積分電路中的 R5來(lái)實(shí)現(xiàn)。 PWM 波要送到高速電子開(kāi)關(guān)去進(jìn)行功率驅(qū)動(dòng)，一方面提供給高速電子開(kāi)關(guān)的輸入信號(hào)要求有足夠的驅(qū)動(dòng)能力，另一方面高速電子開(kāi)關(guān)有正負(fù)兩個(gè)輸入端口，因此需要將 PWM 波進(jìn)行同向緩沖和反向緩沖，同向緩沖器和反向緩沖器的具體電路結(jié)構(gòu)如圖 7所示。 它們的輸出波形如圖 8所示。 圖 7 PWM 信號(hào) 圖 8（ a） PWM 同向波形 （ b） PWM 反向波形 11 同向和反向器均采用高速運(yùn)算放大器 OP07 后接互補(bǔ)共集電極組態(tài)的三極管實(shí)現(xiàn)，如圖 9 所示。 圖 9 同向 和 反向 緩沖器電路圖 高速電子開(kāi)關(guān)電路 高速電子開(kāi)關(guān)電路，實(shí)現(xiàn)將 PWM 波實(shí)現(xiàn)功率放大，配合高頻電子變壓器和濾波電路，可實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入信號(hào)為受某信號(hào)參數(shù)調(diào)制的矩形波，輸出信號(hào)為還原出該參數(shù)的解調(diào)電路。整個(gè)電路由 4 個(gè)場(chǎng)效應(yīng)管組成橋式開(kāi)關(guān)電路，高頻開(kāi)關(guān)變 壓器、多組LC 濾波電路（圖中只畫出一組 L3C3）組成，其典型的電路圖如圖 10 所示。 圖 10 高速電子開(kāi)關(guān)電路 12 其工作原理是：四個(gè) VMOS 管 V V V V4受 PWM 和 的驅(qū)動(dòng)。其中就是由 PWM 經(jīng)過(guò)反向器反向了的信號(hào)，與 PWM 相位相差 180o，如果 PWM 為“＋”，則 為“－”，此時(shí)， V1 管 G 在 PWM“＋”輸入電壓的驅(qū)動(dòng)下 D－ S 導(dǎo)通， Vdd 經(jīng)過(guò) V1 到 L1， V4 管 G 在 “－”輸入電壓的驅(qū)動(dòng)之下 D－ S 也導(dǎo)通， Vss 經(jīng)過(guò)V4 到 L2， Tr 的初級(jí)為左“＋”右“－”。反之，如 PWM 為“－”，則 為“＋”，此時(shí) V3 管 G 在 “＋”輸入電壓驅(qū)動(dòng)下 D－ S 導(dǎo)通， Vdd 經(jīng)過(guò) V3 到 L2， V2 管G 在 PWM“－”輸入電壓驅(qū)動(dòng)下 D－ S導(dǎo)通， Vss經(jīng)過(guò) V2到 L1， Tr 的初級(jí)為左“－”右“＋” 。 高頻開(kāi)關(guān)變壓器 Tr 的作用還兼作市電隔離的作用。 電路中 L C1 和 L C2 組成濾波電路，用以使輸入到高頻開(kāi)關(guān)變壓器初級(jí)的矩形波的拐角變成“緩變”形狀，以使流經(jīng)變壓 器的諧波分量減小，降低干擾。所以， L C1 和 L C2的時(shí)間常數(shù)不能大，應(yīng)該小 10倍于 150KHz 的周期時(shí)間。 150KHz 信號(hào)的周期為 1247。 150000Hz＝ S S247。 10＝ S 選擇 RC 的時(shí)間常數(shù)為 τ＝ RC＝ S 經(jīng)過(guò)高頻開(kāi)關(guān)變壓器次級(jí)感應(yīng)到的電壓通過(guò) L C3（實(shí)際為多級(jí) LC，如三級(jí)）的進(jìn)一步濾波可以將 PWM 的高頻矩形波濾除，在負(fù)載上得到被還原的原調(diào)制波的正弦波形。如圖 11所示。 圖 11 還原出來(lái)的波形 該 LC 時(shí)間常數(shù)應(yīng)該遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于已調(diào)制信 號(hào)的周期，而小于調(diào)制信號(hào)的周期，才能實(shí)現(xiàn)濾除已調(diào)制信號(hào)的脈動(dòng)波，還原出調(diào)制信號(hào)。由于調(diào)制信號(hào)為 50Hz，已調(diào)制信號(hào)為 150KHz，為了使諧波失真減小到參數(shù)要求的 2%，則盡量選用多級(jí) LC 濾波，LC時(shí)間常數(shù)盡量選擇靠近低端頻率。 這里選擇 LC時(shí)間常數(shù)為 200Hz 的周期 13 1247。 200Hz＝ 5mS 經(jīng)過(guò)實(shí)際試驗(yàn)，以選擇三級(jí) LC濾波效果為好。 圖 11中還原出來(lái)的調(diào)制波實(shí)際上是有一定程度的鋸齒波成分的，如果用數(shù)字存儲(chǔ)示波器存儲(chǔ)波形，然后局部放大觀測(cè)，可發(fā)現(xiàn)如圖 11中顯示的局部放大后的鋸齒形狀，其鋸齒程度反映了信號(hào)的失真度 ，與多級(jí) LC 濾波器的性能參數(shù)有關(guān)。 電壓和電流取樣電路 取樣電路一方面用于電壓和電流的顯示，另一方面用于控制其穩(wěn)定的電壓或電流輸出。電壓取樣采用在負(fù)載上直接分壓的形式，電流取樣采用在負(fù)載上串聯(lián)一個(gè)較大功率的較小阻值的電阻，從電阻上取出的電壓即代表了負(fù)載上的電流。 （ 1）電流取樣電路 如果在負(fù)載上串聯(lián)一個(gè)電阻，該電阻上的電壓完全反映出流過(guò)負(fù)載的電流。因此可以用從該電阻上取電壓的方案來(lái)進(jìn)行電流取樣。只不過(guò)要主意，該電阻阻值不能大，否則影響電源的內(nèi)阻參數(shù)。雖然很小的電阻其取樣靈敏度會(huì)很低，但我們可以用 放大器將其電壓放大。電路圖如圖 12所示。 圖 12 電流取樣電路 從取樣電阻上取得的負(fù)向電壓信號(hào)代表了負(fù)載上的電流，經(jīng)過(guò) R1 送入運(yùn)算放大器 A反向放大，放大器的放大倍數(shù) Au由 Rf 和 R1 決定，其值為 Au＝－ Rf247。 R1 （ 2）電壓取樣電路 電壓取樣電路比較簡(jiǎn)單，可以直接利用電阻分壓的方法送 A/D 轉(zhuǎn)換器進(jìn)行 AD轉(zhuǎn)換。 無(wú)論是電壓取樣還是電流取樣，取樣信號(hào)都是交流的，在進(jìn)行 AD 轉(zhuǎn)換時(shí)，轉(zhuǎn)換的原則是對(duì)整個(gè)周期進(jìn)行多點(diǎn)采樣，如 180 點(diǎn)，再利用微處理器進(jìn)行積分運(yùn)算，最終計(jì)算出有效值，用于顯示或通過(guò) DA 轉(zhuǎn)換控制。 如圖 13 所示。 14