功率因數(shù)校正電路分析(編輯修改稿)
2025-07-13 04:17 本頁面
【文章內容簡介】 電流一般由溫升來確定。對于溫升一般不要求計算出精確值。只要計算出高頻紋波電流，低頻紋波電流，以及它們之和產生的溫升就夠了。電容數(shù)據(jù)手冊會給出必要的ESR和溫升的資料。輸出保持時間在輸出電容選擇中比其它任何因素都重要。保持時間是輸入功率關斷后，2保持在規(guī)定的范圍內的時間長度。典型的保持時間是15到20ms。對于400Vdc輸出的離線電源，這個保持要求每瓦輸出功率取輸出電容為1～2uF。250W 輸出取輸出電容為450uF。如不要求保持時間，電容會小得多，此時紋波電流和紋波電壓是主要考慮因素。保持時間是輸出電容中儲存的能量，負載功率，輸出電壓和負載正常工作的最小電壓的函數(shù)?？杀硎緸? 其中CO是輸出電容，PO是負載功率，是保持時間，VO是輸出電壓，Vo(min)是負載正常工作的最小電壓。對于本實例，Po=250W , 取64ms , Vo=400 V , Vo(min)=300V , 故得Co為450uF。開關和二極管為保證可靠工作，開關和二極管必須有足夠的指標。開關電流額定值至少要等于電感電流最大峰值，電壓額定值至少要等于輸出電壓。輸出二極管，為了減小開關的開啟損耗和自身損耗，應非?？?。開關和二極管的額定值要有一定的余量，這取決于不同的應用。對于本實例電路，二極管是高速高壓型的，反向恢復時間為35ns，擊穿電壓為600Vdc，正向電流額定值為8A。功率MOSFET的耐壓為500Vdc，電流額定值為23Adc。開關損耗主部來自二極管關斷電流。開關的峰值損耗很高，因為它必須承受全部負載電流和開關開啟到二極管完全關斷期間的二極管的反向恢復電流。實例中選的二極管關斷速度最快，開關仍承受很大的峰值損耗。為了能用較小的開關和稍慢的二極管，開關要加開啟阻尼器。電流檢測電流檢測有兩種常用方法，其一是在地線上串一個檢流電阻，其二是用兩個檢流變壓器。用檢測電阻是最簡單的方法，最實用于小功率或小電流情況。在大電流情況下，電阻的功率損耗會變得很大，用檢流變壓器最適合。為適應平均電流型控制，需要用兩個檢流變壓器，一個檢開關電流，一個檢二極管電流，產生模擬電感電流。檢流變壓器必須能在很寬的占空比范圍內工作而不至于飽和。檢流變壓器的設計不包括在本文，在設計注意DN41中對這個問題作了較詳細的討論。檢流變壓器可輸出正電壓，也可輸出負電壓。輸出負電壓情況如圖8所示，在UC3854的pin2端進行峰值電流限制比較容易實現(xiàn)。輸出正電壓情況如圖9所示，特性最好?？稍跈z測開關電流的檢測變壓器的地邊串一個電阻。用電阻檢流和用正輸出電壓檢流變壓器檢流，乘法器輸出和電流誤差放大器的組合是不一樣的。但兩種情況是等價得很好的，電流誤差放大器的接法分別見圖8和9。正輸出檢流變壓器要輸入到積分器的反向輸入端，再連到檢流電阻，并在乘法器輸出用一個電阻接地。乘法器輸出端的電壓不為零，而是受控于電流環(huán)的一個電壓，對于電流環(huán)來說，它是一個半正弦波形。本例用電阻檢流（圖6），所以電流誤差放大器的反向輸入端通過一個電阻Rci接到地。對于平均電流型控制，電流誤差放大器這樣接對低頻就是一個積分器所以電流誤差放大器的正向輸入端的平均電壓必須為零。電流誤差放大器正向輸入端的作用，對于電流控制環(huán)就象乘法器輸出電流和來自檢流電阻的電流（流過控制電阻Rmo)的求和點。在電流誤差放大器的反向輸入端具有很小的低頻電壓，因為低頻時增益大。高頻時增益小，所以會出現(xiàn)較大的開關頻率電壓。但pin4的平均電壓必須為零，因為它通過一個電阻Rci接地。實例中檢流電阻Rs上的電壓為負，所以UC3854的相應端子上的電壓就不能低于地。檢流電阻上的電壓是很小的，所以pin2和pin5上的電壓就被箝制得稍為負。1V峰值電壓，或檢流電阻上的電壓大一些對噪音衰減有好處，但出于它的損耗考慮又不能太大。檢測電阻的選擇具有很大的隨意性。實例電路選Rs=，(pk)。峰值電流限制當瞬時電流超過最大值時，或pin2低于地時，表現(xiàn)為峰值電流限制，UC3854被關斷。電流限制值，用參考電壓到電流檢測電阻的分壓器來設置。分壓器方程為 其中Rpk1和Rpk2是分壓電阻，Vref= , Vrs是檢流電阻Rs上在電流限制點的電壓。通過Rpk2的電流大約1mA。，Rpk1=10k , Rpk2=。用一個小電容Cpk，可得到低母線電壓工作時的很好的抗噪音，不過限流點稍有增加。乘法器設置乘法器/除法器是功率因數(shù)校正器的核心。一器的輸出控制著電流環(huán)，從而控制著輸入電流，得到高功率因數(shù)。所以乘法器輸出是表現(xiàn)輸入母線電流的信號。與許多由輸出著手的設計不同，乘法器電路的設計要從輸入著手。乘法器電路有三個輸入端，控制電流Iac(pin6)，來自輸入的前饋電壓，Vff(pin8)，電壓誤差放大器輸出電壓Vvea(pin7)。乘法器的輸出電流與這三個輸入的關系是 其中Km對這個乘法器來說是個常數(shù)，Iac是來自整流輸入電壓的控制電流，Vvea是電壓誤差放大器的輸出，Vff是前饋電壓。前饋電壓Vff是平方器的輸入。UC3854具有內部箝位。Vff輸入的分壓器有三個電阻（Rff1，Rff2，Rff3，見圖6）和兩個電容（Cff1和Cff2），所以它提供的兩個輸出濾波得很好。分壓器的電阻和電容構成了一個二階低通濾波器，所以它的直流輸出正比于輸入半正弦的平均值。這個平均值是半正弦波方均根值的90%。如交流輸入電壓的方均根值是270Vac，半正弦波的平均值是243Vdc，峰值是382V。Vff分壓器要滿足兩個直流條件。在高母線輸入電壓時。在這種情況下，Vff輸入被箝位，所以失去前饋功能。Vin為低母線電壓時，分壓器起分壓作用。，則因內部電流限制使乘法器輸出保持不變。這樣會引起在交流母線輸入電壓范圍太寬時對輸入電壓高端的限制。不過用Vff把輸入電壓在高端加以限制，要比由乘法器輸出來限制低端要好。如果Vff被限制，電壓環(huán)增益就會變化，而整個系統(tǒng)就會變小，而乘法器限制會引起輸入電流波形失真變大。本實例用UC3854。如分壓器上面電阻Rff1為910k，中間電阻Rff2為91k，下面電阻Rff3為20k，當輸入電壓方均根值為270Vac，直流平均值243V時。當輸入電壓方均根值為80Vac，平均值為72V時。在Vin=80Vac時。注意。乘法器輸入的下一部分是電壓誤差放大器的輸出。電壓誤差放大器的輸出相當于變換器的輸入功率。給定了Vvea電壓，不管母線電壓如何變化，前饋電壓保證輸入功率恒定。如設置5V作為正常工作的工作點，%的過載限制。把這些值代入前面的乘法器 輸出電流方程就可看出這一點。當Vff大時，乘法器的固有誤差就會增大，因為Vvea/Vff變小。如某個應用有很寬的輸入電壓范圍，又要求有很低的諧波失真。為實現(xiàn)這一點，電壓誤差放大器必須外加箝位。但一般情況下不主張這么做。乘法器輸入電流乘法器工作電流通過Rvac取自輸入電壓。這個電流大一些，乘法器的線性就會好一些。實例電路的高母線峰值電壓為382Vdc。Rvac取620k。為在接近輸入波形尖端時，即Vin=0時能正常工作，要有一個偏置電流。用一個電阻Rb1由Vref接到pin6，提供這個小偏流。Rb1=Rvac/4。實例電路中Rb1取150k來提供這個校正偏置。乘法器的最大輸出發(fā)生在低母線輸入正弦波的峰處。乘法器的最大輸出電流可用相應條件和前面給出的Imo方程求出。當Vin為低時，Iac的峰值為182uA, , Imo的最大值將為365uA 。Imo不能大于Iac的兩倍 , 這也就是在這個電壓下的最大允許電流，同樣也就限制了功率因數(shù)校正器的峰值
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