【文章內容簡介】 逆變電路，開關管為 MOS 管，7 感性負載， Q Q2和 Q Q4 是 2對互補的通斷二極管，可以得到 Ud、 0、 Ud三種電平電壓。 u0在正半周期時， Q1 導通， Q2關閉， Q Q4交替通斷，由于 負載電流滯后于電壓，電流一段區(qū)間為正一段區(qū)間為負，在正區(qū)間 Q Q4 導通， u0=Ud；當 Q4 關閉，由于負載是感性負載電流不能突變， Q D3 續(xù)流， u0=0。在負區(qū)間， Q Q4 導通， i0能從 D D4 流過， u0=Ud；當 Q4 關閉， Q3導通時， i0能從 D Q3續(xù)流， u0=0，負載電壓總有兩種可能。 圖 在輸出負半周， Q2 一直導通， Q1 一直斷開， Q Q4 交替通斷，當 Q Q3 導通時， u0=Ud，當 Q3 關閉 i時， u0=0，負載也有兩種電壓。因此，控制 Q Q4 的通、斷可以控制輸 出電壓的極性，控制方法如圖 所示。用三角載波 uc 和調制信號 ur，在它們的交點處控制 MOS 管的通斷，使其按照 SPWM 的方式通斷，從而使得正弦參考信號極性交替通斷。由于單極性 SPWM 只能用于全橋電路，本設計采用此方法進行控制。 ur 正半周時， Q1 導通 Q2 斷開，當 uruc,當 Q3 斷開 Q4 導通， u0=Ud；當 urur,Q3導通 Q4 斷開， u0=0。 ur 正半周時， Q1 斷開 Q2 導通，當 uruc,當 Q3 斷開 Q4 導通， u0=0；當 urur,Q3 導通 Q4 斷開， u0=0。 SPWM 控制波形如圖 所示，圖中的 虛線 u0f 表示u0 的基波分量。 8 圖 SPWM 單極性控制方式波形 雙極型調制：如圖 所示為雙極型控制方式，雙極型控制中調制信號半周期內，三角載波有正負，因此輸出的正弦脈沖調制波也有正負。 調制信號 ur，在一個周期內只有電平177。 Ud，在它們的交點處控制 MOS 管的通斷，使其按照 SPWM 的方式通斷進行控制。 ur正負半周時， Q1 導通 Q2閉合，當 uruc,當 Q Q4導通， Q Q3斷開， u0=Ud，若 i00,Q Q4 導通，若 i00， D D4導通；當 urur,Q Q3 導通 Q Q4 斷開， u0=Ud，若 i00,D D3 導通，若 i00， Q Q3導通。 感性負載時，當 Q Q4 導通狀態(tài)突然加以關閉信號， Q Q3 不能立即導通， DD3 續(xù)流， i0較大時，直到 Q Q4再次導通其方向不變， i0較小時，到 i0減小到零之前，Q Q3始終未導通， i0反向， D D3或 Q Q3 導通，始終有 u0=Ud，與此相反則有u0=Ud，由此可以看出，同一半橋的上下兩個橋臂 MOS管驅動信號極性相反，為互補式。 圖 雙極型 SPWM控制方式波形 9 最大功率點跟蹤（ MPPT） 不同的光照強度和 環(huán)境溫度光伏電池的輸出電壓不同，因此，輸出也成非線性，光伏電池只有在某個特定的值時才能產(chǎn)生最大的輸出功率，此時產(chǎn)生最大功率為最大功率點（ Maximum Power Point ， MPP）。要提高光伏并網(wǎng)發(fā)電模擬裝置的整體功率也就是要控制光伏電池的最大功率點，使其工作在最大點附近，這個過程就是最大功率點跟蹤（ Maximum Power Point Tracking， MPPT）。由于設計要求光伏電池由給定直流電源模擬代替，因此改變負載和 RS的大小來調節(jié)最大功率點，使輸出保持在最大功率點。 當負載 RL從 0到無窮 大變化時，其負載 VI 曲線是一條拋物線如圖 ， Rs不變，調節(jié) RL使其輸出工作在最大功率點，設最大功率點為 Pm,RL=Rm，曲線上任何一點為工作點，橫、縱坐標分別對應此時的工作電壓、電流，再調節(jié) Rs， RL 保持不變，作出對應的 VI 曲線， Pm對應的 Vm值即為直流點所提供最大負載的電壓，調節(jié) Rs到對應的電壓值，得到最大功率點直流電源電壓值，即最大功率點。由于 RS=30Ω ~36Ω 、 RL=30Ω ~36Ω ，所以不能完全達到理想化的最大點，只能在變化范圍內尋找最大點并進行控制調節(jié)。 圖 直流電源輸出 負載特性曲線 最大功率點跟蹤的目的是將光伏電池組件產(chǎn)生的最大直流電能及時的盡可能多的提供給負載 ,使光伏系統(tǒng)的系統(tǒng)能量利用效率盡可能高 ,但是實際運用中通過調節(jié)負載阻抗大小的方式來達到最大功率輸出是很難實現(xiàn)的。在實際系統(tǒng)中 ,通過對陣列當前輸出電壓和電流的檢測 ,得到當前陣列輸出功率 ,再與己被存儲的前一時刻陣列功率相比較 ,舍小存大 ,再檢測 ,再比較 ,如此不停周而復始 ,便可使陣列動態(tài)地工作在最大功率點上 ,控制框圖如圖 所示 。 10 圖 MPPT 實現(xiàn)控制框圖 其實 ,MPPT 的實現(xiàn)實質上是一個動態(tài)尋優(yōu)的過程 ,從圖 的輸出功率圖上 ,可以看出這一動態(tài)過程 :當負載特性與太陽電池陣列特性的交點在陣列最大功率點相應電伍之左時 ,MPPT 的控制作用是使太陽電池工作電壓升高 ,而當交點在陣列最大功率點相應電壓時 ,MPPT 的控制作用是使太陽電池工作電壓下降。 圖 MPPT控制過程 第四章總體規(guī)劃 系統(tǒng)總體方案的選擇 根據(jù)設計要求 ,須將模擬光伏電池的直流電能逆變?yōu)轭l率、相位與模擬電網(wǎng)電壓一致的工頻交流電源提供給負載 ,并在不同的光伏電流和不同的負載條件下 ,從光伏電池裝置中提取最大功率 。此外 ,系統(tǒng)必須高效 ,能對模擬電網(wǎng)信號進行相位跟蹤 ,并保證輸出電壓波形的正弦化。 11 系統(tǒng)的核心是一個正弦逆變器 ,若控制正弦逆變器的參考正弦信號來自電網(wǎng)電壓信號 ,經(jīng)過調制器、逆變器后 ,輸出的正弦電壓自然與電網(wǎng)電壓信號同頻、同相 ,僅在濾波器、變壓器上產(chǎn)生極微小的相位差 ,足以滿足設計要求。 為了實現(xiàn) MPPT,在逆變器控制的基礎上 ,再設立一個直流電壓外環(huán) ,該環(huán)的作用是控制逆變器輸出電壓的幅值 ,也就控制了負載電流的大小 ,使從光伏直流環(huán)節(jié)吸收的電能大小改變 ,則光伏電池輸出端口的直流電壓改變 ,若系統(tǒng)控制能保持該端口直流電壓為光伏電池理想等效電壓源的電壓的一半 ,自然就實現(xiàn)了 MPPT 功能。 逆變器主電路結構 可采用的逆變主電路有推挽式、單相半橋式、單相全橋式，其中，推挽式需要變壓器對系統(tǒng)效率產(chǎn)生很大影響，半橋式效率高但難遇控制中點電位漂移影響輸出波形從而影響 MPPT 功能，而全橋式不會產(chǎn)生這些問題，若 在控制驅動上采用單極倍頻等方法則會減小波形失真，達到高效要求，為提高逆變效率，逆變輸出濾波采用非晶態(tài)磁芯電感，降低電渦流損耗，或采用金屬化高頻無感電容。 DCAC逆變方案論證 因為 DCAC 為電壓輸出，所以我們采用電壓型逆變電路。 方案一：電壓型半橋逆變電路；半橋逆變電路圖 ，即 T1 或 T2 導通時， I0、UO 同相，直流側像負載提供能量。當 D1 或 D2導通時， I0、 U0反向，負載儲存能量向直流側反饋，負載將吸收的無功能量反饋到直流側。反饋能量暫存在直流電容，起到緩存無功能的作用。 圖 電壓型半橋逆變電路 12 方案二 :電壓型全橋逆變電路。電路圖如圖 所示。把全控型形狀管 T1 與 T4，T2 與 T3 分別作為兩對力臂，且每對橋臂同時通、斷，交替導通 180176。 圖 綜合比較，半橋逆變電路結構簡單，器件少，抗干擾能力差，對電壓、電流要求高。而全橋逆變電路對電壓要求低、穩(wěn)定性好、效率高，故選擇方案二。 正弦逆變器的控制 一個開環(huán)的正弦逆變器無法滿足設計要求，為了達到輸出電壓畸形小、響應快、精度高等要求，對逆變器的控制采用電流內環(huán)加電壓外環(huán)的控制結構。電 流內環(huán)檢測輸出濾波器電容電力作反饋，與電壓環(huán)的輸出進行綜合，誤差信號進過調制器 SPWM的調制信號。電流的內環(huán)作用是對對逆變器的自然特性進行有源校正，使其具有高阻尼的穩(wěn)定性，電壓外環(huán)為瞬時值環(huán)，檢測逆變器輸出電壓瞬時值作為反饋，與給定型號進行綜合，誤差信號進過調制器后控制逆變器，從而達到系統(tǒng)要求，減小穩(wěn)態(tài)誤差。 正弦脈寬調制 SPWM及驅動電路方案選擇 方案一：采用可輸出 SPWM 波形的控制芯片 SG3525。該芯片能直接驅動功率場效應管，具有內部基準源、運算放大器和欠壓保護功能，外圍電路簡單。 方案 二：采用 MSP430F169 單片機輸出 SPWM 波形，再送 IR2110 驅動 H 橋。此方案控制電路簡單，靠軟件產(chǎn)生 SPWM 波，成本低，此方案可取。 方案三 :如圖所示，用比較器組成的正弦脈寬調制電路，所得 SPWM 波形最接近正弦波。但由于三角波與正弦波交點有任意性，脈沖中心在一個周期內不等距，從而脈寬表達式是一個超越方程，計算繁瑣，調試困難。 13 綜合比較，為實現(xiàn)方案，選擇單片機輸出 SPWM 波，選擇方案二。 功能 為保證系統(tǒng)正常工作時對外界輸出功率保持最大 ,需要對系統(tǒng)最大功率 點跟蹤。實際應用中 ,控制的方法包括恒定電壓法、擾動觀測法和導納增量法。恒定電壓法控制精度較低。擾動觀測法擾動系統(tǒng)的輸出電壓 ,通過判斷擾動前后輸出功率的變化 ,保證系統(tǒng)的輸出功率處于增加的狀態(tài)。該方法控制思路簡單 ,但是“穩(wěn)態(tài)”時在最大功率點附近處擺動 ,穩(wěn)定性較差。而導納增量法則是根據(jù)功率最大點處變化率為空這一特性來實現(xiàn)對最大功率點跟蹤。其控制效果好 ,穩(wěn)定度高 ,但控制算法比較復雜 ,改變速度較緩慢。在本設計中 ,只要保證逆變器直流環(huán)節(jié)的電壓為理想電壓源電壓的一半就可以 ,所