【文章內容簡介】 電壓封鎖功能。發(fā)生欠電壓封鎖時，所有輸出端均為低電平。為了提高欠電壓封鎖的可靠性，,也就是說，欠電壓封鎖電路仍工作。該器件還具有過電流保護功能，過電流故障發(fā)生后70ns內，全部輸出級都能轉入判斷狀態(tài)。過電流故障消除后，該器件還能夠重新開始工作。UC3875內部結構如圖所示。它的核心是相位調制器，它的B輸出信號與A輸出信號相反，D輸出信號與C輸出信號相反，既A、B輸出信號在相位上相差180度，C、D輸出信號在相位上也相差180度。為簡單起見，僅討論A、C輸出信號的相位問題，B、D輸出端的工作原理與A、C輸出端相同，只是相位差180度。當引腳2[E/A OUT(COMP)]端輸出信號高到一定程度時，觸發(fā)器的S端將處于邏輯“0”，觸發(fā)器的R端將與時鐘信號相同，由RS觸發(fā)器邏輯功能可知，觸發(fā)器的Q端置為邏輯“1”，并保持邏輯“1”，通過異或門使C輸出與A輸出相反，既A、C輸出信號移相180度。同樣，引腳2[E/A OUT (COMP)]，RS觸發(fā)器的S端將與時鐘脈沖信號相反，R端將處于邏輯“0”，并保持邏輯“0”。由RS觸發(fā)器的邏輯功能可知，RS觸發(fā)器的Q端被置位為邏輯“0”，并保持邏輯“0”，通過異或門使C輸出與A輸出相同，既A、C輸出信號移相0度。也就是說,通過控制引腳2[E/A OUT(COMP)]端的輸出就可以控制A、C之間的相位在0度到180度之間變化。(2)各部分的基本工作原理分析[6]①欠電壓封鎖部分：欠電壓封鎖電路原理圖如32所示。電源接通后，若輸入電壓VIN低于欠電壓封鎖門限值，那么輸入電流將低于600μA，因而基準電壓發(fā)生器關斷，故障鎖存器復位，接于軟啟動引腳6(SOFTSTART)的電容放電，各輸出端維持低電平。 圖32 欠電壓封鎖電路原理當輸入電壓VIN超過欠電壓封鎖上限值()時，基準電壓發(fā)生器導通。，其他各部分電路均處關閉狀態(tài)。②振蕩器：芯片內的高頻振蕩器即可以用作自由振蕩器，也可以與外部時鐘同步。用作自由振蕩器時，振蕩頻率由接在引腳16(FREQ SET)(頻率設定)和引腳20(GND)(信號地)之間的電阻和電容的數(shù)值決定，如圖33所示 a) 基本電路 b) 工作波形圖33 UC3875振蕩器基本電路和工作波形只要將多個UC3875的引腳17(CLOCK/SYNC)(時鐘/同步)接在一起，多個UC3875的振蕩器就能與振蕩頻率最高的振蕩器保持同步，如圖34a所示。由于引線電容的影響，為了保持較窄的同步脈沖，應當接入電阻R1和RN。當外部時鐘的頻率高于UC3875內部振蕩器的工作頻率時，UC3875內的振蕩器也能與外部時鐘保持同步，如圖34b。 a)與振蕩頻率最高的振蕩器保持同步圖34 振蕩器同步電路（3）延時封鎖和輸出級：輸出級電路原理如圖35所示。在每個輸出級中，晶體管V3～V6組成高速推挽驅動器，流入或流出的峰值電流大于1A,各級輸出電流之間的延遲時間約為30ns。為了確保輸出開關管導通前輸出低電平，在電源電壓達到導通門限值以前，晶體管V7～V9組成的自偏置驅動級，使V6維持導通。兩組輸出信號之間的延時(死區(qū))由電容C005決定。輸出信號變?yōu)楦唠娖揭郧埃?C005必須放電，使其兩端電壓低于門限值VTH。延遲時間由內部電流源I1決定。該電源的電流可通過外接電阻RTD調整。引腳15(DELAY SET A/B)和引腳7(DELAY SET C/D)(延遲時間設定)。死區(qū)時間可在20～200nsz之間調整。圖35 UC3875輸出級電路由UC3875組成的全橋變換器輸出級電路如圖35所示，由于其有四個輸出級，各輸出級電路均與此電路相同，故圖中未標引腳號。（4）故障控制和軟啟動電路：故障控制電路具有兩種關斷輸出的方式：①四個功率輸出級全部關斷。
②控制相移到0176。
四個輸出級全部關斷的保護方式適用于過電流故障或者欠電壓故障。當引腳6(SOFTSTART)的電壓達到最低門限值時,相移從0176。到達它的額定值。故障和軟啟動電路及波形如圖36所示。
圖36 故障和軟啟動及其工作波形
（5）斜坡產(chǎn)生電路,在UC3875中，斜坡產(chǎn)生器可采用以下幾種控制方法：
①電壓型控制。
②電壓反饋控制。
③電流型控制。
④具有斜坡補償?shù)碾娏餍涂刂啤?br />電壓型控制電路如圖37所示。在引腳11(VIN)和引腳18(SLOPE)之間接入電阻RSLOPE，即可實現(xiàn)簡單的電壓型工作。在電源電壓和引腳18(SLOPE)之間接入電阻RSLOPE實現(xiàn)電壓反饋。斜坡電壓的斜率為：
dV/dt=VRSLOPE/(RSLOPECRAMP) （33） 圖37 電壓型斜坡控制電路采用電流型控制電路時，引腳18(SLOPE)接地，并且引腳19（RAMP）輸出作為直流檢測信號輸入到PWM比較器，斜坡產(chǎn)生器就能工作。具有斜率補償?shù)碾娏餍涂刂齐娐啡鐖D38所示。電阻RCS將電流取樣互感器輸出的電流波形整形，電容CR端電壓與斜坡電壓疊加，波形如圖中所示。應當注意，電阻RCS的阻值應盡量小，以便電容CR能夠通過斜坡電路放完電。斜坡電壓的附加斜率為 dV/dt=VRSLOPE/(RSLOPECR) （34） 圖38 電流型斜坡控制電路主要設計特點和參數(shù)限制（1）主要設計特點①占空比可在0～100﹪之間調整 ②輸出導通延遲時間可調。③即可采用電壓型控制也可采用電流型控制。④實際工作頻率可達1MHZ。⑤有4個2A的推挽輸出級。⑥內含10MHZ誤差放大器。⑦很小的啟動電流（150μA）。⑧欠電壓封鎖時，輸出低電平。⑨軟啟動。⑩調整好的基準電壓，具有調周期重新啟動的鎖存過電流比較器。（2）極限工作參數(shù)①電源電壓（VC、VIN）：20V②模擬輸入/輸出I/O（引腳111119）電壓：～5。3V③最大輸出（拉電流或灌電流）：，脈沖（）為3A④允許最高結溫Tjmax：150℃⑤焊接溫度（10S）TL：300℃⑥工作溫度范圍TA：為0～+70℃⑦貯存溫度范圍Tstg：65～+150℃工作頻率設計如圖所示C026=，R028=2K。所以取UC3875的工作頻率為f=1/(C026R028),。死區(qū)時間設置在死區(qū)設置腳與信號地之間并聯(lián)一個電阻R028和一個電容C026可設置死區(qū)時間。其公式如下：T=(1012R)/Udelay （35）式中,Udelay為延遲端電壓(),死區(qū)時間Ｔ可取2uS時,。驅動M57962L的設計為了能方便控制輸出,在UC3875與驅動電路M57962L之間可加一級與非門，由于M57962L的輸入一般是10mA，因此，與非門的輸出能力已足夠滿足系統(tǒng)要求。當輸出控制為0時，輸出被鎖死，當輸出為１時，輸出被打開。M57962L的保護信號通常加到UC3875的過流保護端，當M57962L沒有保護輸出時，加到UC3875過流保護端的電壓為零；當有保護輸出時，加到UC3875過流保護端的電壓為15V。圖39 　移相PWM轉換器控制和驅動原理圖軟啟動設置如在軟啟動功能腳與信號地之間接一電容C024，那么,當軟啟動正常工作時,芯片將用一個9uA電流給C024充電,。這一特性決定了輸出移相角將從零逐漸增加,直到最后穩(wěn)定工作。而在電流故障情況下,軟啟動端將降為OＶ。調節(jié)器設計
為了減小系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差和增加系統(tǒng)穩(wěn)定性，本系統(tǒng)采用比例積分調節(jié)器，其電路如圖310所示，該電路的電源電壓可用 UC3875的基準電壓5V經(jīng)可變電阻分壓所得，而將輸出控制電壓直接加到UC3875的第4腳。
圖310　調節(jié)器電路
占空比分析
由波形圖可見，由于變換器存在漏電感，使初級電流在t1～t3階段，有一定斜率，因此次級電壓占空比（t4t3)/(t4t0)小于初級電壓占空比(t4t1)/(t4t0)，造成占空比損失。開關頻率越高，占空比損失越大。
圖311 　全橋ZVS PWM變換器的主要波形
表3—2 控制時序
時間間隔t0～t1t1～t2t2～t3～t4t4～t5t5～t6t6～t7導通管序號D3S1D2D3S1S2S3S2D4D1D2S2S1S4ZVS次序S3S2S4S1移相全橋兩橋臂開關管實現(xiàn)ZVS的條件
由表和上圖可以看出，S3和S4實現(xiàn)ZVS分別早于SS2，故稱SS4為右橋臂又稱超前橋臂，SS2為左橋臂又稱滯后臂。由表可以看出SS4實現(xiàn)ZVS分別在(t0～t1)和(t4～t5)，SS1實現(xiàn)ZVS分別在(t2～t3)和(t6～t7)。而(t2～t3)和(t6～t7)時變壓器初級電流分別小于(t0～t1)和(t4～t5)時的初級電流，故滯后橋臂比超前橋臂實現(xiàn)ZVS開關困難，特別是輕載時最為明顯。
從理論上分析，SS2實現(xiàn)ZVS開關時，變壓器次級處于續(xù)流階段，諧振時由諧振電感釋放能量，使諧振電容電壓下降到零，從而實現(xiàn)ZVS，此時實現(xiàn)ZVS條件為：電感能量必須大于所有參與諧振的電容能量。即 Lr I p2/2(4Coss/3＋Cxfmr)U2in （36）
式中：4Coss/3是考慮IGBT管輸出電容非線性等效電容值，Cxfmr是變壓器繞組的分布電容。由上式可見，滯后橋臂實現(xiàn)ZVS主要靠諧振電感儲能，輕載時能量不夠大，因此滯后橋臂不易滿足ZVS條件。
SS4實現(xiàn)ZVS開關時，變壓器處于能量傳遞階段。初級電流IP=I0/n（n為變壓器變比）。所以根據(jù)ZVS條件，電感能量必須大于所有參與諧振的電容能量，應有Le(I0/n)2/2（4Coss/3＋Cxfmr)Uin2。由于Le(I0/n)2/2相當大，故即使輕載時超前橋臂也較容易滿足ZVS條件。
移相全橋PWM控制器
移相全橋PWM控制技術最關鍵的是器件的導通相位能在0～180176。范圍內移動，若控制不好，特別是左橋臂或右橋臂的兩個開關管同時導通，將導致災難性的后果。Unitrode公司生產(chǎn)的UC3875能提供0～100％占空比的控制，并且有必要的保護、譯碼及驅動功能，有四組驅動輸出，每組的延時時間可控制，其控制電路如圖4所示。E/A＋（VREF=5V,RR9為10kΩ)，作電壓給定信號[16]。E/A－接對應的輸出電壓和EA＋比較，從而控制OUT A～OUT D的相位，最終控制輸出電壓。C/S＋接控制信號(如初級過流信號等)，當初級過流時，C/S＋，UC3875停止輸出驅動信號，從而將變換器輸出關閉，防止了災難事故的發(fā)生。驅動信號由OUT A～OUT D輸出，并經(jīng)TC4420擴流，由驅動變壓器去驅動S1～S4的IGBT管，其延時時間由UC3875的7腳、15腳外接電阻確定，實際的驅動信號時序如圖312所示。
圖312　驅動信號、變壓器次級信號波形圖
M57962L介紹
M57962L是由日本三菱電氣公司為驅動IGBT而設計的厚膜集成電路(Hybrid Integrated Circuit For Driving IGBT Modules) 。是為驅動N溝道功率IGBT設計的厚膜混合集成電路。在驅動模塊內部裝有2500V高隔離電壓的光電耦合器，過流保護電路和過流保護輸出端子，具有封閉性短路保護功能。，所以可對被驅動的IGBT模塊實現(xiàn)可靠的驅動。M57962L是一種高速驅動電路，驅動信號延時tPLH ?？梢则寗?00V/400V 級的IGBT模塊。M57962L工作程序:當電源接通后，首先自檢，檢測IGBT是否過載或短路。若過載或短路， IGBT 的集電極電位升高，經(jīng)外接二極管流入檢測電路的電流增加，柵極關斷電路動作，切斷IGBT的柵極驅動信號，同時在“8”腳輸出低電平“過載/短路”指示信號。lGBT正常時，輸入信號經(jīng)光電耦合接口電路，再經(jīng)驅動級功率放大后驅動IGBT。它采用雙電源驅動技術，且輸入與TTL電平兼容。
在IGBT承受短路電流時，如果能及時關斷它，則可以對IGBT進行有效保護。識別IGBT是否過流的方法之一，就是檢測其管壓降VCE的大小。IGBT在開通時，若VCE 過高則發(fā)生短路，需立即關斷IGBT。在過流關斷IGBT時，由于IGBT中電流幅度大，若快速關斷時，必將產(chǎn)生Ldi/dt 過高，在IGBT兩端產(chǎn)生很高的尖峰電壓，極易損壞IGBT，因此就產(chǎn)生了“軟慢關斷”方法。M57962L驅動電路就是依照上述理論進行設計的。
各引腳的排列、名稱、功能和用法
M57962L采用單列直插式標準14引腳封裝，其外形和引腳排列如圖3—13所示。
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圖313 M57962L引腳排列圖
各引腳的名稱、功能和用法可見表3—3。
表3—3 M57962L的引腳名稱、功能和用法
引腳號符號名稱功能或用法1M故障信號檢測輸入使用中，通過一快恢復二極管接被驅動IGBT的集電極2SC測量點通過一個電容接引腳4（VCC）10NC空端使用中懸空4VCC驅動輸出級正電源端接用戶為功率放大輸出級提供的正電源5VO驅動信號輸出端直接串聯(lián)一個電阻接被驅動IGBT的柵極6VEE驅動輸出級負電源端使用中，接用戶為驅動功率放大級提供的負電源8IO故障信號輸出端接報警光耦合器一次側發(fā)光二極管陰極13VIN驅動脈沖輸入負端接驅動脈沖形成單元輸出脈沖負端14VIN+驅動脈沖輸入負端接驅動脈沖形成單元電源端，應注意該電源應與VEE、VCC電位隔離M57962L的內部結