【文章內(nèi)容簡(jiǎn)介】 電壓為 Vi，考慮到開關(guān)管 S 漏極對(duì)公共端的導(dǎo)通壓降 Vs，即為 ViVs。 ton 時(shí)通過 L 的電流增加部分 △ ILon 滿足式 (1)。 L tVVI onsiLon )( ??? (1) 式中： Vs 為開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)的壓降和電流取樣電阻 Rs 上的壓降之和，約 ~。 toff 時(shí)，開關(guān)管 S 截止，二極管 D 處于導(dǎo)通狀態(tài)，儲(chǔ)存在電感 L 中的能量提供給輸出，流經(jīng)電感 L 和二極管 D 的電流處于減少狀態(tài)，設(shè)二極管 D 的正向電壓為 Vf， toff時(shí)，電感 L 兩端的電壓為 Vo+VfVi，電流的減少部分 △ ILoff滿足式 (2)。 L tVVVI of fIfOL on )( ???? (2) 式中： Vf 為整流二極管正向壓降，快恢復(fù)二極管約 ，肖特基二極管約 。 在電路穩(wěn)定狀態(tài)下，即從電流連續(xù)后到最大輸出時(shí)， △ ILon=△ ILoFf，由式 (1)和 (2)可得 ifo sionof f vVV VVtt ?? ?? (3) 因占空比 TtD on/? ，即最大占空比 maxD oiosioifo V VVVVV VVVD ??? ??? _m a x (4) . . 如果忽略電感損耗，電感輸入功率等于輸出功率，即 ooavrLi IVIV ** )( ? (5) 由式 (4)和式 (5)得電感器平均電流 DII oaveL ??1)( (6) 同時(shí)由式 (1)得電感器電流紋波 Lf DVVI siL )( ??? (7) 式中： f為開關(guān)頻率。為保證電流連續(xù)，電感電流應(yīng)滿足 2/)( LaveL II ?? (8) 考慮到式 (6)、式 (7)和式 (8)，可得到滿足電流連續(xù)情況下的電感值為 fI DDVVL osi )1()(2 ??? (9) 另外，由 Boost 升壓電路 結(jié)構(gòu)可知，開關(guān)管電流峰值 Is(max)=二極管電流峰值Id(max)=電 感器電流峰值 ILP， )2/()( LaveLLP III ??? (10) 開關(guān)管耐壓 iooffds VVV ??)( (11) 二極管反向耐壓 aor VVV ?? (12) 樣機(jī)電路設(shè)計(jì) 樣機(jī)的電路圖如圖 2 所示，是基于 UCC28019 控制的升壓式 DC／ DC 變換器。電路的技術(shù)指標(biāo)為：輸入 Vi=18V，輸出 Vo=30V、 Io=2A，頻率 f≈49 kHz，輸出紋波噪聲 1％。根據(jù)技術(shù)指標(biāo)要求，結(jié)合 Boost 電路結(jié)構(gòu)的定性分析，對(duì)圖5 的樣機(jī)電路設(shè)計(jì)與關(guān)鍵參數(shù)的選擇進(jìn)行具體的說明。 . . 圖 5 Boost 升壓模塊 儲(chǔ)能電感 L 根據(jù)輸入電壓和輸出電壓確定最大占空比。由式 (4)得 DMAX≈ O iOVVV ?＝ 301830? = 當(dāng)輸出最大負(fù)載時(shí)至少應(yīng)滿足電路工作在 CCM 模式下，即必須滿足式 (9)， L≥ fIDDVV si0)1()(2 ??= 2020*2 )(**)(*2 ?? =220181。H 同時(shí)考慮在 10％額定負(fù)載以上電流連續(xù)的情況，實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)可以假設(shè)電路在額定輸出時(shí)，電感紋波電流為平均電流的 20％ ~30％，因增加 △ IL 可以減小電感 L，但為不增加輸出紋波電壓而須增大輸出電容 C2，取 30％為平衡點(diǎn)，即 ADiII oav eLL 2*%301*%30*%30 )( ??????? 流過電感 L 的峰值電流由式（ 10）得 ADIIII OLav eLLP 2**)2/()( ???????? L 可選用電感量為 200~500μH且通過 以上電流不會(huì)飽和的電感器。電感的設(shè)計(jì)包括磁芯材料、尺寸選擇及繞 組匝數(shù)計(jì)算、線徑選用等。電路工作時(shí)重要的是避免電感飽和、溫升過高。磁芯和線徑的選擇對(duì)電感性能和溫升影響很大，材質(zhì)好的磁芯如環(huán)形鐵粉磁芯，承受峰值電流能力較強(qiáng)， EMI 低。而選用線徑大的導(dǎo)線繞制電感，能有效降低電 感 的溫 升。 . . 輸出電壓取樣電阻 R R2 因 UCC28019 的腳 2 為誤差放大器反向輸入端，芯片內(nèi)正向輸入端為基準(zhǔn)，可知輸出電壓 Vo=(1+R1／ R2)，根據(jù)輸出電壓可確定取樣電阻 R R2的取值。由于儲(chǔ)能電感的作用，在開關(guān)管開啟和關(guān)閉時(shí)會(huì)形成大的尖峰電流，在檢測(cè)電阻 Rs 上產(chǎn)生一個(gè) 尖峰脈沖，為防止造成 UC3842 的誤動(dòng)作，在 Rs 取樣點(diǎn)到 UC3842 的腳 3 間加入 R、 C 濾波電路， R、 C 時(shí)間常數(shù)約等于電流尖峰的持續(xù)時(shí)間。 開關(guān)管 S 開關(guān)管的電流峰值由式 (10)得 Iv(max)=ILP= 開關(guān)管的耐壓由式 (11)得 Vds(off)=Vo+Vf=30+= 按 20％的余量，可選用 6A／ 50V 以上的開關(guān)管。為使溫升較低，應(yīng)選用 Rds 較小的 MOS 開關(guān)管，要考慮的是通態(tài)電阻 Rds 會(huì)隨 PN 結(jié)溫度 T1 的升高而增大。 下圖 為實(shí)測(cè)開關(guān)管的開關(guān)電壓波形和電流瞬態(tài)波形圖 如 圖 6 所示 。 圖 6 實(shí)測(cè)開關(guān)管的開關(guān)電壓波形和電流瞬態(tài)波形圖 輸出二極管 D 和輸出電容器 C2 升壓電路中輸出二極管 D 必須承受和輸出電壓值相等的反向電壓，并傳導(dǎo)負(fù)載所需的最大電流。二極管的峰值電流 Id(max)=ILP=，本電路可選用 6A／ 50V 以上的快恢復(fù)二極管，若采用正向壓降低的肖特基二極管，整個(gè)電路的效. . 率將得到提高。輸出電容 C2 的選定取決于對(duì)輸出紋波電壓的要求，紋波電壓與電容的等效串聯(lián)電阻 ESR 有關(guān)，電容器的容許紋波電流要大于電路中的紋波電流。電容的 ESR△ Vo/△ IL=30x1％ /=。另外，為滿足輸出紋波電壓相對(duì)值的要求，濾波電容量應(yīng)滿足 ???? 2020*%1*30 *30 222OOO IV DTVC 1157181。F 根據(jù)計(jì)算出的 ESR 值和容量值選擇電容器，由于低溫時(shí) ESR 值增大，故應(yīng)按低溫下的 ESR 來選擇電容，因此，選用 1000μF／ 50V 以上頻率特性好的電解電容可滿足要求。 外補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò) UCC28019 誤差放大器的輸出端腳 l與反相輸入端腳 2 之間外接補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò) Rf、Cf。 Rf、 Cf的取值取決于 UCC28019 環(huán)路電壓增益、額定輸出電流和輸出電容，通過改變 Rf、 Cf的值可改變放大器閉環(huán)增益和頻響。為使環(huán)路得到最佳補(bǔ)償，可測(cè)試環(huán)路的穩(wěn)定度，測(cè)量 Io 脈動(dòng)時(shí)輸出電壓 Vo 的瞬態(tài)響應(yīng)來加以判斷。 圖 7 為 Cf選用 和 470pF 時(shí)動(dòng)態(tài)響應(yīng)控制波形的區(qū)別，上沖下降幅度和復(fù)位時(shí)間都有差別。 圖 7 Cf選用 和 470pF 時(shí)動(dòng)態(tài)響應(yīng)控制波形 斜坡補(bǔ)償 在實(shí)用電路中，增加斜坡補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，一般有二種方法，一是從斜坡端腳 4接補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò) Rx、 Cx至誤差放大器反相輸入端腳 2，使誤差放大器輸出為斜坡狀，再與 Rs 上感應(yīng)的電壓比較。二是從斜坡端腳 4 接補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò) Rx、 Cx到電流感應(yīng)端腳 3，將在 Rs 的感應(yīng)電壓上增加斜坡的斜率，再與平滑的誤差電壓進(jìn)行比較，. . 作用是防止諧波振蕩現(xiàn)象，避免 UC3842 工作不穩(wěn)定，同時(shí)改善電流型控制開關(guān)電壓的噪聲特性。本文采用方法二。 功率因數(shù)校正模塊 該系統(tǒng)（如圖 7 所示）采用有源功率因數(shù)校正，可改善電源輸入功率因數(shù)，減小輸入電流諧波。其主要實(shí)現(xiàn)方式有 2 種： (1)兩級(jí) PFC 技術(shù)，即在整流濾波和 DC／ DC 功率級(jí)之間加入有源 PFC 電路為前置級(jí)，用于提高功率因數(shù)和實(shí)現(xiàn)DC／ DC 級(jí)輸入的預(yù)穩(wěn)，該技術(shù)一般用于較大功率輸出場(chǎng)合； (2)單級(jí) PFC 技術(shù)，即將 PFC 級(jí)與 DC／ DC 級(jí)中的元件共用，實(shí)現(xiàn)統(tǒng)一控制，通常共用器件為MOSFET。該方式設(shè)計(jì)與優(yōu)化尤為重要，適用于小功率應(yīng)用。 有源功率因數(shù)校正的控制方式又可根據(jù)電感電流是否連續(xù)分為平均電流型控制、 CCM／ DCM 邊界控制和電流箝位控制 模式。其中 CCM／ DCM 邊界控制 Boost PFC 是一種滯后控制技術(shù)，其上限為正弦基準(zhǔn)電流，由輸出檢測(cè)信號(hào)經(jīng)誤差放大后與輸入全波電壓檢測(cè)信號(hào)相乘得到，下限為零。具體工作過程為：檢測(cè)電感電流并與正弦電流基準(zhǔn)信號(hào)相比較，當(dāng)電感電流達(dá)到該基準(zhǔn)時(shí)，關(guān)斷開關(guān)：當(dāng)電感電流為零則再次導(dǎo)通，使電感電流為臨界電流工作狀態(tài)。即 CCM／ DCM邊界，可消除二極管的反向恢復(fù)損耗，大大減小主開關(guān)的非零電壓導(dǎo)通損耗。該技術(shù)優(yōu)點(diǎn)是控制簡(jiǎn)單，使用專用器件的外圍元件數(shù)量少。運(yùn)用 Boost 電路的 PFC，在 CCM 模式下輸入電流畸變小且易于濾波 ，開關(guān)管的電流應(yīng)力也小，可以處理較大的功率并保持較高的效率。 這里選用 CCM 模式 PFC 控制器 UCC28019 實(shí)現(xiàn)最終的功率因數(shù)校正。該器件采用軟啟動(dòng)機(jī)制，動(dòng)態(tài)響應(yīng)良好，結(jié)合外圍電路可實(shí)現(xiàn)輸入欠壓保護(hù)，開環(huán)保護(hù)，輸出過壓保護(hù)，軟過流控制 (SOC)和峰值電流限制等功能。系統(tǒng)輸出電壓由該器件 VSENSE 引腳所接分壓電阻與其內(nèi)部 +5 V 的基準(zhǔn)決定。由公式