【正文】 D_CLK=0。 for(i=0。 delay(200)。 delay(200)。 delay(50)。 } void Write_Dat(uchar dd) { c_rs=1。 c_rw=0。 sbit AD_OUT=P1^0。 uchar xx=0。 ③當 oI =2A、 oU 在 20V~30V 范圍變化時，電壓調整率 %?IS 。 初 始 化功 率 因 數(shù)測 量中 斷 判 斷輸 出 電 流電 壓 測 量過 濾過 流 保 護 圖 10 程序算法 . . 試 與分析 ： (1)數(shù)字萬用表 (2)雙蹤示波器 GOS— 6051(50MHz) (3)失真度測試儀 硬件調試 整個主電路比較復雜，有三部分： AC\DC 電路， boost 電路及控制電路， 當電路焊接好后，首先要做的就是檢查電路的連接狀況，看是否有短路的地方或者是接錯了的地方，然后測量輸入電壓是不是在預定的范圍內，通常是沒有什么問題的，因為前級的電路就是一個整流橋加一個電感濾波輸出通常是輸入的 倍，具體值與電容值有關。輔助電源 是控制電路、驅動電路的電源。 指令 10：寫數(shù)據(jù)。高電平表示有效，低電平則無效。單片機提供過流保護來控制繼電器以及采樣和顯示電壓電流。 . . 橋 式 整 流濾 波B o o s t 升 壓電 路顯 示 電 路主 、 副 電源 電 路P F C 控 制電 路可 輸 出 電壓 電 路消 除 共 模抑 制 干 擾 圖 7 功率因數(shù)校正 框架 功率因數(shù)測量模塊 變壓器副 邊處通過電流互感器和電壓互感器取樣交流信號，然后經雙路比較器 LM393 整形后利用等精度法測量相位差，得到系統(tǒng)功率因數(shù)。 這里選用 CCM 模式 PFC 控制器 UCC28019 實現(xiàn)最終的功率因數(shù)校正。其主要實現(xiàn)方式有 2 種： (1)兩級 PFC 技術，即在整流濾波和 DC／ DC 功率級之間加入有源 PFC 電路為前置級，用于提高功率因數(shù)和實現(xiàn)DC／ DC 級輸入的預穩(wěn)，該技術一般用于較大功率輸出場合； (2)單級 PFC 技術，即將 PFC 級與 DC／ DC 級中的元件共用，實現(xiàn)統(tǒng)一控制，通常共用器件為MOSFET。 外補償網(wǎng)絡 UCC28019 誤差放大器的輸出端腳 l與反相輸入端腳 2 之間外接補償網(wǎng)絡 Rf、Cf。為使溫升較低，應選用 Rds 較小的 MOS 開關管，要考慮的是通態(tài)電阻 Rds 會隨 PN 結溫度 T1 的升高而增大。H 同時考慮在 10％額定負載以上電流連續(xù)的情況，實際設計時可以假設電路在額定輸出時，電感紋波電流為平均電流的 20％ ~30％，因增加 △ IL 可以減小電感 L，但為不增加輸出紋波電壓而須增大輸出電容 C2，取 30％為平衡點，即 ADiII oav eLL 2*%301*%30*%30 )( ??????? 流過電感 L 的峰值電流由式（ 10）得 ADIIII OLav eLLP 2**)2/()( ???????? L 可選用電感量為 200~500μH且通過 以上電流不會飽和的電感器。 toff 時，開關管 S 截止，二極管 D 處于導通狀態(tài)，儲存在電感 L 中的能量提供給輸出，流經電感 L 和二極管 D 的電流處于減少狀態(tài)，設二極管 D 的正向電壓為 Vf， toff時，電感 L 兩端的電壓為 Vo+VfVi，電流的減少部分 △ ILoff滿足式 (2)。在選擇二極管時，其額定正向電流必須大于流過它的平均電流 ID，其反向擊穿電壓必須大于它兩端承受的最大反向電壓 VRM 。通過改變初、次級的線圈匝數(shù)比的關系來改變初、次級線圈端電壓，實現(xiàn)電壓的變換。該電路有專用的控制芯片，容易實現(xiàn)，電路結構簡單，同時采用 PFC 功率因數(shù)校正技術，功耗低，輸出電壓范圍寬。 方案一： 使用 PWM 斬波后利 用高頻變壓器隔離升壓的方案。 （ 3）當 Io=2A， Us 在 20V～ 30V 范圍內變化時，電壓調整率 SU ≤ %。. . 2020 年全國大學生電子設計競賽 單相 ACDC 變換電路 （ A 題） 【 本科 組】 2020 年 9 月 7 日 . . 摘要：本設計利用 PFC 控制系統(tǒng)和 51 單片機控制系統(tǒng)，通過對電路系統(tǒng)實施監(jiān)控和調整，來達到對電路性能的提升，以保證電路輸出滿足題目要求，負載電壓誤差不超過177。 （ 2）當 Us=24V， Io 在 ～ 范圍內變化時，負載調整率 SI ≤ %。在本設計中，核心采用 PFC 校正技術，因此重點對 PFC 控制方案的選取進行論證。 方案三： 采用帶 PFC 的 Boost 型 DC— DC 升壓器。 方案流程圖 如圖 2 所示 隔 離變 壓器橋 式整 流電 路自 耦變 壓器B o o s t升 壓電 路單 片機電 壓 電流 檢 測A / D 轉換負 載L C D 液晶 顯 示P F C控 制2 2 0 V交 流電功 率 因數(shù) 檢 測 圖 2 方案流程圖 . . AC/DC電源 模塊 自耦變壓器是輸出和輸入共用一組線圈的特殊變壓器。再經過保護和濾波后輸出端接入整流橋，整流部分選用了全波橋式整流電路，輸出為直流電壓。 L tVVI onsiLon )( ??? (1) 式中： Vs 為開關管導通時的壓降和電流取樣電阻 Rs 上的壓降之和，約 ~。由式 (4)得 DMAX≈ O iOVVV ?＝ 301830? = 當輸出最大負載時至少應滿足電路工作在 CCM 模式下，即必須滿足式 (9)， L≥ fIDDVV si0)1()(2 ??= 2020*2 )(**)(*2 ?? =220181。 開關管 S 開關管的電流峰值由式 (10)得 Iv(max)=ILP= 開關管的耐壓由式 (11)得 Vds(off)=Vo+Vf=30+= 按 20％的余量，可選用 6A／ 50V 以上的開關管。F 根據(jù)計算出的 ESR 值和容量值選擇電容器，由于低溫時 ESR 值增大，故應按低溫下的 ESR 來選擇電容，因此，選用 1000μF／ 50V 以上頻率特性好的電解電容可滿足要求。 功率因數(shù)校正模塊 該系統(tǒng)（如圖 7 所示）采用有源功率因數(shù)校正，可改善電源輸入功率因數(shù)，減小輸入電流諧波。運用 Boost 電路的 PFC，在 CCM 模式下輸入電流畸變小且易于濾波 ，開關管的電流應力也小，可以處理較大的功率并保持較高的效率。 經計算 ?????? ( m a x)_ AVI VRP E A KLSO Cs e ns e ，本方案用 ? 。功率因數(shù)校正則以 UCC28019 為核心，利用硬件電路形成閉環(huán)反饋電路，實時監(jiān)測輸出電壓、電流。 指令 3：光標和顯示模式設置 I/D：光標移動方向，高電平右移，低電平左移 S:屏幕上所有文字是否左移或者右移。 指令 9：讀忙信號和光標地址 BF：為忙標志位，高電平表示忙，此時模塊不能接收命令或者數(shù)據(jù)，如果為低電平表示不忙。這部分電路由自耦變壓器、隔離變壓器和整流橋組成。 該方法易于操作 ，而且通過等精度法測相，可達到很高精度，從而能很好滿足系統(tǒng)要求 （程序見附錄）。 ②當 oU =2 oI 在 ~ 范圍變化時，負載調整率 %?IS 。 參考文獻： [1] 毛興武等 . 功率因數(shù)校正原理與控制 IC 及其應用設計－北京：中國電力出版社， 2020 [2] 王兆安等 . 電力電子技術－北京：機械工業(yè)出版社， 2020 [3] 張乃國 . 電子電源技術與應用－北京：機械工業(yè)出版社， [4] 劉勝利 . 現(xiàn)代高頻開關電源實用技術 [M].北京：電子工業(yè)出版社， 2020 [5] 劉生建 . 兩種功率因數(shù)校區(qū)（ PFC） — 龍巖市：控制方法分析與比較龍巖學院報， 2020 . . 附錄一：控制電路 附錄二： 源程序 include define uint unsigned int define uchar unsigned char float num。 sbit c_e=P3^6。 } void Write_Cmd(uchar dd) { c_rs=0。 delay(50)。 c_e=0。 Write_Cmd(0x38)。 Write_Cmd(0x0c)。 port=4。 m=m|h。 TCON=0x01。 msg2[1]=msg1[(int)(res*10)%10]。 Write_Cmd(0x80+0x44)。} if(res=) {P3_0=0。 . . Write_Dat(0x3A)。 res=num*。