【文章內容簡介】 變換器輸出電壓的大小取決于變壓器的匝比和晶體管Tr的導通占空比：　　　 　　　　　　　　　　　　　　　　　（2－9）式中　—副邊與原邊的匝比；—導通時間與周期的比，即導通占空比；VS—原邊繞組施加的電源電壓（V）。當輸入電壓及占空比固定時，輸出電壓與負載電流無關。因此，這個電路結構提供了特有的低輸出阻抗的特點。下面分析一下電感線圈限制因素。一、 電感的最小值與最大值L的最小值一般由所需維持最小負載電流的要求來決定。電感L中的電流分連續(xù)和不連續(xù)兩種工作情況。不論何種情況，只要輸入輸出電壓保持不變，電流小型的斜率不會因負載電流的減小而改變。如果負載電流I0逐步降低，在L中的波動電流最小值剛好為0時，即定義為臨界情況。這時，臨界負載電流IOC（等于平均波動電流，或電流峰峰值的一半，即：　　　　　　　　　　　　　　　　　?。?－10）當I0＜IOC時，iL將進入電流不連續(xù)狀況。否則，為連續(xù)狀況。在臨界點上下，傳遞函數(shù)是突然改變的。當高于臨界電流時，輸出電壓與負載電流變動無關（參見39式）。當?shù)陀陔娏鲿r（不連續(xù)工作狀況），研究表明為達到穩(wěn)壓效果，占空比調節(jié)量由負載和輸入電壓變量共同決定。圖2173。7為單端正激變換器閉環(huán)控制電路圖。圖中CC是支磁復位繞組P2的分布電容。連續(xù)狀況的傳遞函數(shù)有兩個極點；不連續(xù)狀況只有一個極點，如要在狀態(tài)轉換中都能穩(wěn)定工作，必須小心進行設計。L值的另一限制因素將出現(xiàn)在應用于多輸出電壓的情況。因為控制環(huán)只與一個相關的輸出端閉環(huán)，當此輸出端電流低于臨界值時，占空比將減小以保持此輸出端輸出電壓不變。對于其它輔助輸出端，假定其所帶的是恒定負載，在上述占空比下降的情況下，其電壓也下降。很明顯，這不是我們所希望的。因此，在多輸出電壓時，　為了保持輔助輸出電壓不變，L值就大于所需最小值。也就是，如果輔助電壓要保持在一定的波動范圍內，則主輸出的電感必須一直超過臨界值，即一直在連續(xù)狀態(tài)。圖2－7 單端正激開關電源電感的最大值通常受效率、體積、造價的限制。帶直流電流運行的大電感造價是昂貴的。從性能角度看，L過大則限制了負載出現(xiàn)較大瞬時變化時輸出電流的最大變化率。二、 多路輸出只要增加變壓器的副繞組、電感器和二極管就可以得到多路直流電壓輸出。每個繞組將遵循正、反向伏－秒值相等的原則。倘若負載在合理范圍變化時，如果主輸出電壓不變，輔助輸出也將不變。若某一輸出負載降到電感臨界電流以下，這線路的輸出電壓將上升。最后，在負載為零時它將等于變壓器副邊峰值電壓。由于正激變換器負載電流低于臨界電流時輸出電壓升高，因此，應使最小負載電流仍在電感臨界電流值之上。這是設計時要注意的。若有負載為0的情況時，則只能加固定電阻作為假負載，以求得電壓的穩(wěn)定。多路輸出時也可以用電感耦合的方法來解決，或者充分利用一個有抽頭的副邊繞組，正半波時接到一組濾波器得到正輸出電壓；負半波則接向另一組濾波器得到負輸出電壓。這時，正、負輸出電壓是共地的。三、 能量再生線圈P2的工作原理在Tr導通時，變壓器接受的能量除磁化電流外都傳遞到輸出端。在Tr關斷，反激作用期間，輸出二極管D1反偏而不可能有鉗位作用或能量泄放的回路。磁化能量將引起較大反壓加在Tr的集－射極之間。為防止高反壓的出現(xiàn)，設置“能量再生線圈”P2，經(jīng)二極管D3，使儲存的能量返送回電源VS中。只要有N P1＝NP2的關系，D3流過電流時，VP2＝VS，Tr上承受的集－射極電壓為2VS。為了避免在P1和P2間存在的漏電感過大和因此產生的晶體管集電極的電壓過高，一般采用原邊繞組P1與能量再生線圈P2雙線并繞的方法。在這種配置中，二極管D3接在能量再生線圈（圖示位置）是非常重要的。理由是，雙線并繞引起的內部雜散電容CC是Tr集電極與PD3連結點之間的寄生電容。按圖2－2按法，在Tr導通時因二極管D3反向，而隔開了集電極，沒有任何電流在Tr瞬時導通時流進CC中。（注意，線圈P1和P2的非同銘端同時變負，而且CC的兩端電壓不會改變）。另外，在反激期間，CC提供晶體管Tr的鉗位作用，任何過電壓的趨勢將引起CC流過電流，而且經(jīng)D3反饋到電源線上。如果寄生電容不夠大，只靠磁耦合鉗位電壓超值時，?？稍贑C位置外接∨電容補充，以改善其鉗位作用。然而，如果電容值太大。會使得輸出電壓線上有VS電壓紋波頻率調制的電壓分量，所以要小心地選用附加電容CC。由于存在高電壓VS時雙線并繞之間電壓應力較高的情況，常要求有較高絕緣處理。然而，如果確實采用鉗位電容時，能量再生繞組也可以不用雙線并繞，而繞在另一絕緣層。這在沒有削弱鉗位作用的情況下減少了電壓應力。另一方法，可以使用低耗能量緩沖器線路。四、 正激變換器的優(yōu)缺點主要是與同容量的反激變換器相比較。1. 優(yōu)點（1）　正激變換器的銅損較低。因為使用無氣隙的鐵芯，電感值較高，原邊與副邊的峰值電流較小。因此，銅損較小。在多數(shù)情況下，減小　程度不足以允許使用小一級尺寸的鐵芯，但會使變壓器的溫度稍為降低一些。（2）　副邊紋波電流明顯衰減。因為，在一定輸出負載時，輸出電感器和續(xù)流二極管的存在使得儲能電容電流保持在較的數(shù)值上。正激變換器的能量儲存于輸出電感器是有利于負載的，儲能電容可以取得很小，因它只用和來協(xié)助降低輸出紋波電壓。而且相對　反激變換器而言，電容上通過紋波電流定額值要求小一些。（3）開關管Tr的峰值電流較低。理由同（1）。（4）因為紋波電流小，波電壓小。（1）因為線路復雜，元件成本增加，工時增加，成本上升。（2）因為L進入不連續(xù)狀態(tài)時，在輔助輸出　繞組上產生過電壓。如果加假負載，則效率會有所下降。所以有可能出現(xiàn)輸出電壓升高的現(xiàn)象。在同等功率輸出下，正激變換器集電極峰值　電流小得多。相反，反激變換器雖然不需要電感，但有開關管（包括原邊和副邊繞組）和濾波電容紋波電流大的不足。一般認為，正激變換器適合應用在低壓、大電流、功率較大的場合。反激變換器適用在功率較小的場合。它的單臺容量雖小，但它有并聯(lián)工作容易、可以自動均衡的特點。正激并聯(lián)卻需要均衡電路。所以多臺并聯(lián)時采用反激為多。在高電壓應用，例如1000V以上時，也采用反激。　變壓器設計方法設計方法有多種，可根據(jù)情況選擇。一般從計算原邊圈數(shù)開始，除了按最大占空比和正常的直流電壓VS來計算原邊線圈之外，正激變換器與反激變換器設計思路非常相似，一般前者原邊匝數(shù)多近1倍。按上述方法設計的理由是，副邊繞組都有一個電感器，當有突變負載時，輸出電流的變化率受到限制。為了補償這個缺陷，控制線路就能把占空比調到最大。在這種瞬變條件下，高的原邊電壓和最大導通脈寬同時加上，盡管時間很短，如果變壓器設計沒有考慮這種情況，也會引起磁飽和。控制電路設計為：在最大輸入電壓時，限制控制電路的脈寬和變化的速率，這樣可防止兩個參數(shù)同時在最大值。上面說過能量再生繞組的必要性，說明正激變換器的鐵芯有殘存能量是不好的。為了確保磁通在反激期間恢復到低的剩磁水平，并考慮偶而出現(xiàn)的較大磁密不致出現(xiàn)磁芯飽和，加一很小氣隙是必要的。下面舉例說明變壓器設計方法，一般有兩種方法。在這里只介紹一種方法。以下面的要求為例：設計電壓在110/220V，工作頻率32kHz工，輸出40V/5A的正激變換器的變壓器并計算晶體管等的額定值。（1）根據(jù)輸出功率選擇磁芯P0=40?5=200(W)考慮6%的余量。 200?=212瓦，選擇一個傳遞功率為212瓦的鐵芯，鐵芯有效截面積Ae=181(mm2)。（2）選擇最佳磁感應強度為避免鐵芯飽和，總損失最小(鐵損與銅損相等)選擇工作磁感應強度變化值。在傳遞功率為212瓦頻率32kHz時，最佳(有最小損耗)磁感應強度單向擺幅值Bopt≈150(mT)。說明推挽工作時，2?150=300(mT)有最小損耗。為了有最大效率，單端正激變換器磁感應強度峰值變化也應選300(mT)。但是考慮到單端正激變換器只使用到BH特性的第一象限，如圖24(b)，為了避免飽和，為剩磁的存在、高溫效應，瞬變情況等留一些安全裕量是必要的。本例選擇磁感應強度峰值的75%，即ΔB=225(mT)。這種小于最佳磁感應強度值的設計法，叫“飽和限制法”。用此法設計的變壓器參數(shù)，鐵損略低于銅損。（3）計算原邊繞組匝數(shù)周期時間TS= ，最大導通占空比：。當市電110（V）時，倍壓整流電路所得電壓Vs為最小原邊繞組匝數(shù)為：　　　　　　　　　　　　　　　　?。?－11）（4）計算副邊繞組匝數(shù)利用式(3－9)，需考慮市電110V下波動的情況，設向下波動為20%，則：輸出電壓V0需考慮整流二極管和繞組的壓降，設在5A時為+10%，則40V的繞組直流電壓為。(5)功率晶體管的選擇①電流額定值通常在最大原邊電流條件下，選擇有較大電流增益和較好飽和特性的管子作為功率開關晶體管。 當最小線電壓輸入時：VS(min)=(V)效率稍低，設為則η=75%則輸入功率 ＝130（W）在導通占空比最大為Dmax=，Pi就為平均功率：　　　　　　　　　　　　　　　　　?。?－12）考慮磁化電流和紋波電流的斜率，IC應有10%的裕度IC==(A)為了可靠并考慮調整電感量大小時電流不可避免的失控，實際選定管子電流容量至少是兩倍于此值。②電壓額定值設市電電壓向上波動18%，110V倍壓整流上限值為：由于能量再生繞組工作時晶體管承受兩倍VS值。同時，由于漏電感的緣故，一般會在電壓最高值上出現(xiàn)一個尖峰值，此值隨工藝水平差而增加，一般按電源電壓VS的10%考慮。故：Vce=2VS+=　　　 （2－13） 尚須設計正確的基極驅動小型以及緩沖器網(wǎng)絡，使集電極電流在高電壓Vce出現(xiàn)之前，IC已降到零，否則有二次擊穿(雙極型晶體管)的可能。（6） 輸出端電容的選擇正激變換器輸出電容，比反激變換器的相對小一些。因為它的選擇主要是按它可提供輸出紋波電壓而非紋波電流。然而，若系統(tǒng)的電感(快速反應系統(tǒng)即此)則紋波電流的要