【文章內(nèi)容簡介】 (41) 當輸出功率等于 5kW 時 計算得 L=20μ H 當工作在電感電流連續(xù)模式下時 輸 出電壓紋波較小 電容充放電電流的變化率也較小 具有很好的電能輸出質(zhì)量 本設計 中選取 P=100W 時所對應的臨界電感值 L=1mH。電感電流連續(xù)模式下 需要的電容值 為 00 00 UDTI URDTUC (42) 要想獲得輸出為 220VAC 的正弦波 考慮到 SPWM 調(diào)制技術(shù)的最大利用率 和調(diào)制度 以及 IGBT 管的導通范圍 Boost 變換器需要將直流電壓升到 420V 紋波電 壓為直流電壓的 5‰ 即為 占空比 D 選取最大值 代入式 42 求得電容值 為 1033μ F 考慮到一定裕量 選取 3 個并聯(lián)的 470μ F 的電解電容。 輸入濾波電路的設計 輸入濾波電路是由濾波電容組成是用來減小輸入端電壓的脈動 假如變換器傳輸最 大功率為 P m 由輸入輸出功率相等可得出一個周期內(nèi)輸入濾波電容所提供的能量約為 rin fPW max (43) 式 43 中 η為變換器的效率 f r 為功率 IGBT 開關(guān)器件的工作頻率。將 P m =5KW, η =, f r =18kHz 代入上式可得 W in ≈ ,每半個周期輸入濾波電容所提供的能量為 minmin 22 ininin VCVW (44) 式 44 中 V inmin 為最小輸入直流電壓 Δ V inmin 一般取 1%V inmin 濾波電容選用 鋁電解電容 為了減小電容的等效串聯(lián)電阻 本設計采用了 100V 10000UF*10 的電解電 容并聯(lián)實現(xiàn)。 逆變電路的設計 本設計采用的是電壓型單相全橋逆變電路。由于輸入的直流電壓為 220VDC 該 逆變器的功率為 5KW 采用的是日本三菱第五代 IPM 功率驅(qū)動模塊。逆變采用的電路 為單相全橋逆變 如圖 43 所示 CU i VT1 VD2Z U 0 VD1VT3VD3 VT2VT4VD4 i 0 圖 43 單相全橋逆變電路 SPWM 的實現(xiàn) 產(chǎn)生 SPWM 波的方法有多種 主要分為硬件實現(xiàn)方法和軟件實現(xiàn)方法兩大類。硬 件實現(xiàn)方法是在模擬電路里采用正弦波發(fā)生器、三角波發(fā)生器和比較器來實現(xiàn) SPWM 波控制 但此方法硬件電路復雜 實現(xiàn)困難且不易改進。本設計采用數(shù)字方法控制 即 用軟件實現(xiàn)。本設計采用軟件編程生成 PWM 波來控制 IGBT 的觸發(fā)信號。本設計采用 的是規(guī)則采樣法生成 SPWM 波。 規(guī)則采樣法就是將自然采樣法中的正弦調(diào)制波與三角載波周期中心的交點就是階 梯波水平線段地中點。這樣 三角載波與階梯波水平線段的交點 A、 B 兩點就分別落在 正弦調(diào)制波的上下兩邊 從而減少了以階梯波調(diào)制的誤差。另外 由于 A、 B 兩點對于 三角載波周期中心線對稱 因而使 PWM 脈沖信號發(fā)生得以簡化。由圖 71 所示。三角 載波的調(diào)制度為 M 正弦調(diào)制波的角頻率為ω 1 根據(jù)相似三角形的幾何關(guān)系容易得出 規(guī)則采樣法 SPWM 脈寬δ以及脈沖間隙時間δ’的表達式為 式 45 和式 46 中 t D 為三角載波的中心的時間值 T C 為 SPWM 載波信號 周期 M 為三角載波的調(diào)制度。 圖 44 SPWM 脈沖信號規(guī)則采樣法生成原理 工頻隔離變壓器 當 220V 的直流電通過逆變器逆變后生成的 SPWM 波的大小約為 140V 左右 需要 通過升壓使逆變輸出的電壓能夠給交流負載供電。即逆變輸出的電壓為 220V 的交流電。 首先把直流電逆變成工頻低壓交流電 再通過工頻變壓器升壓呈 220V。 50Hz 的交 流電給負載使用。它的有點事結(jié)構(gòu)簡單 各種保護功能均在較低電壓下實現(xiàn)。因其逆變 電源與負載之間存有工頻變壓器 故逆變器運行穩(wěn)定、可靠、過負荷能力和抗沖擊能力 強 且能夠抑制波形中的高次諧波成分。 LC 輸出濾波電路 通過變壓器變壓后的 SPWM 波中含有載波頻率的整數(shù)倍及其附近的諧波分量。所以需要濾波 常見的濾波裝置有單電感濾波 LC 濾波 還有 LCL 濾波。單電感濾波器 結(jié)構(gòu)簡單 但是 由于高頻諧波衰減特性不夠理想 需要較大的電感量才能對諧波進行 有效衰減 或者 需要采用較高的開關(guān)頻率來降低諧波電流 因此 單電感 L 濾波器通 常用于小功率高開關(guān)頻率的并網(wǎng)逆變器中。 LC 濾波器用場合在公共并網(wǎng) /獨立雙模式逆 變器中 當逆變器工作在獨立模式時 LC 濾波器能有效衰減輸出電壓的高頻諧波部分 從而可以獲得理想的輸出電壓波形 當逆變器工作于并網(wǎng)模式時 由于電網(wǎng)電壓的鉗制 作用 僅濾波電感對并網(wǎng)電流起濾波作用 濾波電容相當于本地負載。 LCL 濾波器對高 頻分量呈高阻抗 對高頻諧波電流可起到很大的衰減作用 即使在低開關(guān)頻率和較小的 電感情況下也能滿足電流諧波衰減要求。所以 LCL 濾波器通常用于較低開關(guān)頻率的中 大功率場合。 本設計采用的是 LC 濾波。 LC 低通濾器的選取主要考慮幾個方面的因素 噪聲、 抑制能力、輸出阻抗、逆變電流應力。 設計中還要綜合考慮濾波電路的體積、重量以及制作成本 通常截止頻率選擇在開 關(guān)頻率的 1/10~1/20。 本設計中選擇系統(tǒng)開關(guān)頻率為 18kHz,逆變器輸出交流電源頻率為 50Hz 初步確定截止頻率為 1kHz 濾波器中有兩個待定的參數(shù) 即濾波電感和濾波電 容。 LC 低通濾波器的結(jié)構(gòu)如圖 45 所示。 C Z2Z1 UinL Uout 圖 45 LC 低通濾波器結(jié)構(gòu)圖 LC 濾波器的傳遞函數(shù)為 1211 )()( 2 20 swswsUsU lin (47) 式 56 中ω l 為 LC 諧振的角頻率 , LCw l /1 為阻尼系數(shù) CL R L 21 S 為拉普拉斯算子。 濾波器的截止頻率為 LCf c 21 (49) 串聯(lián)阻抗和并聯(lián)阻抗的乘積 KCL jwCjwLZZ 21 (410) L、 C 值確定后 K 為常數(shù) 由于 L/C 具有阻抗平方量綱 故 K 也可以用濾波器的另 一參數(shù) R 表示 2 RKCL (411) 式 (411 中 R 為標稱特性阻抗 R 和負載電阻 L R 的關(guān)系 L RR)~( (412) 本設計中逆變器功率為 5kW 輸入額定電壓為 220VDC 要求輸出頻率為 50Hz 電 壓有效值為 220VAC 的正弦波。逆變器滿載工作時 可得 22 PUR L (413) 所以 R 初步選定 R=6 將 R 代入式 410 與式 411 中 可得 L=995μ H,C= F 實驗實際選擇 L=1mH C=10μ F 則此時 LC 低通濾波器的截 止頻率為 kHzLCf c 5 控制回路的設計 輔助電源設計 本設計是基于 UC3842 的單端反激式開關(guān)電源的設計來設計該系統(tǒng)的輔助電源 輔 助電源作用是給整個光伏逆變器系統(tǒng)的控制電路、驅(qū)動電路、檢測報警電路等提供穩(wěn)定 的低壓電源 是系統(tǒng)穩(wěn)定可靠工作的重要保障。電源板將輸入的電變成 +15V 的直流電 給驅(qū)動板和采樣板供電。輸出的 +5V 的直流電給液晶板供電。 UC3842 是一種高性能單 端輸出式電流控制型脈寬調(diào)制器芯片。內(nèi)部采用的是雙閉環(huán)控制 內(nèi)環(huán)是電流控制環(huán) 外環(huán)是電壓控制環(huán)。無論是電流變化 還是電壓的變化 都會是 PWM 輸出脈沖占空比 發(fā)生變化。這種控制方式可改善系統(tǒng)的電壓調(diào)整率 提高系統(tǒng)的瞬態(tài)響應速度 增加系 統(tǒng)的穩(wěn)定性。其控制系統(tǒng)框圖如圖 51。 電流型 PWM 是在脈寬比較器的輸入端 直接用流過輸入電 感線圈電流的信號與誤 差放大器輸出信號進行比較 從而調(diào)節(jié)占