【文章內(nèi)容簡介】 于零，則為高通 濾波器；若信號頻率趨于零和無窮大時電壓放大倍數(shù)均趨于零，則為帶通濾波器；反之，若信號頻率趨于零和無窮大時電壓放大倍數(shù)具有相同的確定值，且在某一頻率范圍內(nèi)電壓放大倍數(shù)趨于零，則為帶阻濾波器。 （ 4）電路作用 濾波電路盡可能減小脈動的直流電壓中的交流成分，保留其直流成分，使輸出電壓紋波系數(shù)降低，波形變得比較平滑。 濾波電路的選擇 由于有 50 赫茲的工頻干擾和傳感器在測量時有震動帶來的干擾 , 必須對所取信號進行濾波處理。考慮到脈搏的頻譜特性以及濾波 50 赫茲工頻干擾可以采用截止頻率為 赫茲的 低通濾波器濾除。因為壓控電壓源型二階低通濾波器電路結(jié)構(gòu)簡單，調(diào)整方便，且使用電路多采用運算放大器做有源器件，幾乎沒有負載效應(yīng)，故選擇壓控電壓源型濾波電路。電路如圖 7所示。 壓控電壓源型二階低通濾波器電路參數(shù)的計算 因為脈搏的正常跳動為 60～ 150 次 /分鐘，所以容易算得其最高頻率為：f=150/60=, 為了便于計算，設(shè)該低通濾波器的截止頻率 f0= ∵ f0=w0/2π = ∴ w02=( 2π )2=1/R1fR2fC1fC2f= 為了計算的簡便，?。?R1f=2020K， R2f=4000K， C1f=， C2f= 把 R1fR2fC1fC2f的值帶入驗證得 : R1fR2fC1fC2f=1 106*4 106*5 108*1 108= ∴ w0= ∴ f0=≈ 故取 R1f=2020K， R2f=4000K， C1f=， C2f=，見圖 7。 數(shù)字心率計 12 VEE R 161kC50. 05U V415VdcR 142020kOU TC60. 01UU2uA7413274615+V+VOU TOS1OS20V515Vdc0V31Vac0VdcVVEER 134000kVC CR 1510kVC C0 圖七 濾波電路 Frequency 10Hz 30Hz 100HzV(V0)0V 圖八 濾波電路 AC 分析結(jié)果 整形電路的設(shè)計與參數(shù)計算 （ 1） 整形電路的選擇 本電路的功能是將模擬電壓信號轉(zhuǎn)化為高低電平信號輸出到倍頻電路。采用反相滯回電壓比較器完成電路整形。 方案一：本電路也可由常用 TTL 和 CMOS 集成電路中的施密特觸發(fā)器實現(xiàn)，如 74LS14 和CC40106. 74LS14 的典型數(shù)值 U_=,U+=。 CC40106d 閾值電壓范圍是 U+, U_(VDD=5V).已知放大后的信號峰值電壓為 U,這與上述芯片的參數(shù)有些差值，雖然可經(jīng)過適當(dāng)?shù)?電路加以調(diào)整，但這樣會使電路復(fù)雜化，因而不予采取。 方案二 ：這部分電路如圖 8所示，輸入電壓 V7 加在集成運放的反相輸入端，參考電壓V2 經(jīng)電阻 R1c接在同相輸入端，此外從輸出端通過電阻 Rfc引回同相輸入端。電阻 Rc和穩(wěn)壓管 D1的作用是限幅，將輸出電壓的幅度限制在 0～ 5V之間。 在本電路中，當(dāng)集成運放反相輸入端與同相輸入端的電位相等，即 u=u+時，輸出端的狀態(tài)將發(fā)生跳變。其中 u+由參考電壓 V3及輸出電壓 u（ out）二者共同決定，而 u（ out）有兩種可能的狀態(tài)： +Uz（ +5V）或 0。 由此可見，是輸出電壓由 +Uz 跳變?yōu)?0。以及由 0 跳變數(shù)字心率計 13 為 +Uz所需的輸入電壓值是不同的。也就是說，這種比較器有兩個不同的門限電平，故傳輸特性呈滯回形狀，如圖 9所示。 由圖中可以看出， u（ out）的兩種電壓值不等于 +5V 和 0V，分析原因是由于穩(wěn)壓管 D1的反向電流并不為零（其值很小，通常情況下不予考慮），所以它兩端的電壓值并不嚴格等于 D1的穩(wěn)壓電壓，而是有一定的偏移。 R2100kVEE V C C0R111kV23VdcV415VdcV C C0V51 5 V d cR31kV7F R E Q = 2 . 5V A M P L = 1 5 vV O F F = 100VEED1D 1 N 7 5 0U2L F 3 5 6 / L T3274651+V+VO U TB2B1 圖 九 整形電路 圖十 整形電路軟件分析 （ 2） 相關(guān)參數(shù)計算 利用疊加原理求得： u+=Rf/(R1c+Rfc)*V3+R1c/( R1c+Rfc)*u(out) UT+=Rfc/( R1c+Rfc)*V3+R1c/( R1c+Rfc)*Uz 數(shù)字心率計 14 UT－ = Rfc/( R1c+Rfc)*V3－ R1c/( R1c+Rfc)*0 ∴△ UT=UT+－ UT－ = R1c/( R1c+Rfc)*Uz 由上式可見，門限寬度△ UT的值取決于穩(wěn)壓管的穩(wěn)定電壓 Uz以及電阻 R2和 Rf的值，但與參考電壓 V3無關(guān)。調(diào)節(jié)參考電壓滯回比較器的傳輸特性將平行地左移或右移，滯回曲線的寬度不 改變。 由于經(jīng)傳感器送出的電壓是毫伏級，放大一千倍以后為伏級，所以，門限寬度不宜過寬，可取△ UT= R1c/( R1c+Rfc)*Uz= ∵查詢穩(wěn)壓管 D1N750的穩(wěn)壓值為 Uz=5V ∴初略計算得： R1c=11k， Rfc=100k 整形電路的瞬態(tài)分析結(jié)果圖 11所示。 圖十 一 整形電路模擬分析 倍頻電路 倍頻器是使輸出信號頻率等于輸入信號頻率整數(shù)倍的電路。利用非線性電路產(chǎn)生高次諧波或者利用頻率控制回路都可以構(gòu)成它 。輸入頻率為 f1,則輸出頻率為 f0=nf1,系數(shù) n 為任意正整數(shù)，稱倍頻次數(shù)。 （ 1）功能。倍頻器實質(zhì)上就是一種輸出信號等于輸入信號頻率整數(shù)倍的電路，常用的是二倍頻和三倍頻器。在手持移動電話中倍頻器的主要作用是為了提升載波信號的頻率，使之工作于對應(yīng)的信道；同時經(jīng)倍頻處理后，調(diào)頻信號的頻偏也可成倍提高，即提高了調(diào)頻調(diào)制的靈敏度，這樣可降低對調(diào)制信號的放大要求。采作倍頻器的另一個好處是：可以使載波主振蕩器與高頻放大器隔離，減小高頻寄生耦合，有得于減少高頻自激現(xiàn)象的產(chǎn)生，提高整機工數(shù)字心率計 15 作穩(wěn)定性。 （ 2）倍頻原理。由晶體三極管組成的倍頻電路如下圖所法，它的基本原理是：三極管 VT1的基極不設(shè)置或設(shè)置很低的靜態(tài)工作點，三極管工作于非線性狀態(tài)，于是輸入信號經(jīng)管子放大，其集電極電流會產(chǎn)生截止切割失睦，輸出信號信號豐富的諧波分量，利用選頻網(wǎng)絡(luò)選通所需的倍頻信號，而濾除基波和其他諧波分量后，這就實現(xiàn)了對輸入信號的倍頻功能。 利用非線性電路產(chǎn)生高次諧波或者利用頻率控制回路都可以構(gòu)成倍頻器。倍頻器也可由一個壓控振蕩器和控制環(huán)路構(gòu)成。它的控制電路產(chǎn)生一控制電壓，使壓控振蕩器的振蕩頻 率嚴格地鎖定在輸入頻率 f1的倍乘值 f0＝ nf1上 。 倍頻器有晶體管倍頻器、變?nèi)荻O管倍頻器、階躍恢復(fù)二極管倍頻器等。用其他非線性電阻、電感和電容也能構(gòu)成倍頻器，如鐵氧體倍頻器等。非線性電阻構(gòu)成的倍頻器，倍頻噪聲較大。這是因為非線性變換過程中產(chǎn)生的大量諧波使輸出信號相位不穩(wěn)定而引起的。倍頻次數(shù)越高，倍頻噪聲就越大，使倍頻器的應(yīng)用受到限制。在要求倍頻噪聲較小的設(shè)備中，可采用根據(jù)鎖相環(huán)原理構(gòu)成的鎖相環(huán)倍頻器和同步倍頻器。但是，這類倍頻器線路比較復(fù)雜，倍頻次數(shù)一般不太高，而且還可能出現(xiàn)相位失鎖等問題。 微波振蕩器的頻率穩(wěn)定度不太高，在幾十兆赫至百兆赫的晶體振蕩器后面加上一級高次倍頻器，可以獲得具有晶振頻率穩(wěn)定度的微波振蕩。另外，多級倍頻器級聯(lián)起來，可以使倍頻次數(shù)大大提高。例如，二倍頻器和三倍頻器級聯(lián)可產(chǎn)生六次倍頻， m級 N倍頻器級聯(lián)，總倍頻次數(shù)為 Nm。不過，倍頻級數(shù)增加，倍頻噪聲也加大，故倍頻 上限仍受到限制。 （ 1）晶體管倍頻器 這種倍頻器的電路與調(diào)諧放大器相似，但晶體管工作點通常置于伏安特性的截止區(qū)，輸出回路則調(diào)諧在輸入頻率的 n次諧波上。由于晶體管僅在輸入電壓正半周的部分時間內(nèi)導(dǎo)通，其集電極電流為 一含有輸入信號基頻和各次諧波的脈動電流。利用調(diào)諧于 f0＝ nf1的回路的選頻作用，倍頻器即可輸出所需頻率。為使輸出信號幅度足夠大，這種倍頻器的倍頻次數(shù)較低，一般 n＝ 3～ 5。 n增大輸出幅度將顯著減小。這種倍頻器的優(yōu)點具有一定功率增益。 （ 2）變?nèi)荻O管倍頻