【文章內容簡介】 HZ。 UC3524內部設有驅動脈沖電路，通過控制 PWM 比較器的輸出，使集成電路處于關閉狀態(tài)，無驅動脈沖輸出。 UC3524 的兩組驅動輸出級也采用集電極、發(fā)射極開路輸出的 NPN 型雙極型三極管，以便用于單端或推挽電路的驅動，兩路輸出脈沖，每路輸出最大脈寬為 45%。驅動推挽電路時，次級電路得到兩組正向脈沖分別使內部兩組放大管輪流導通，其最大脈寬為 90%。因為兩組驅動輸出極性相同，只是在時間軸上出現的序列不同，所以可以將兩驅動輸出脈寬并聯，將輸出最大脈寬 90%的單端驅動脈沖，用于單端變換器。分成兩路輸出，振蕩頻率為開關頻率的兩倍；單端并聯運用時，開關頻率等于振蕩頻率。 電源中 UC3524 的各腳功能及外圍元件作用如下： 1 腳：內部誤差檢測放大器 A 的差分放大器反相輸入端?？赏ㄟ^外部取樣電壓對其進行供電。 2 腳：誤差放大器 A 的正相輸入端，可將 16 腳輸出的內部基準電壓經分壓作為誤差檢測的基準電壓。當 1 腳取樣電壓升高時，差分放大器輸出電壓降低，送至脈寬調制器 B，使輸出脈沖占空比減小。差分放大器的輸洛陽理工學院畢業(yè)設計（論文） 12 出電壓與輸出脈沖占空比有近似的線性關系，輸出電壓為 時，脈沖占 圖 22 UC3524 內部電路結構 空比為 45%；輸出電壓降為 時，脈沖占空比降為 10%；輸出電壓為 1V時，脈沖占空比為零，無驅動脈沖輸出。 2 腳間的共模輸入電壓在 ～ 范圍內。 3 腳：內部振蕩器鋸齒波輸出端，如果不用顯示內部波形，此引腳可以懸置不用。 5 腳：分別為開關電流限制放大器的 +、 取樣輸入端。開關電流可通過外接電流取樣電阻，變成與電流成正比的取樣電壓，輸入 5 中的任意引腳，當取樣電壓升到 200mV 時，輸出脈沖占空比降低為最大占空比的25%；取樣電壓升到 210mV 時，占空比變?yōu)榱?，驅動脈沖被關斷。 5 引腳共模輸入電壓在 ～ +1V 范圍內。 6 腳：外接定時電阻，設定 RT 的充電電流也即控制 RT 的充電時間。 7 腳：外接定時電容。 CT 的值和 RT 共同決定振蕩周期： T=RT（ KΩ） CT洛陽理工學院畢業(yè)設計（論文） 13 （μ F）。 8 腳：接地端。 9 腳：誤差放大器的輸出端，用以接入電容與電阻組成的相位校正電路，以穩(wěn)定誤差放大電路的工作狀態(tài)，防止高頻自激。 10 腳： PWM 脈沖輸出控制端，當此輸入 1V 以上的高電平時，將誤差放大器輸出端（即 PWM 比較器 B 的輸入端）電平鉗位于 ，使 輸出脈沖占空比為零，驅動脈沖被關斷。此高平關斷特點既可用于電源 OFF/ON 人為控制，也可用于過電壓保護等電路。 1 14 腳：內部兩路驅動級 NPN 雙極型三極管的發(fā)射極引出端?？芍苯咏o晶閘管門極供電，來觸發(fā)晶閘管的導通；若晶閘管所需導通電流太大，可接一級 NPN 型三極管構成達林頓結構，形成較大的觸發(fā)電流，增強其觸發(fā)能力。 1 13 腳：內部兩路驅動級 NPN 雙極型三極管的集電極引出端。通過大電阻將其與外接電源相連，使其反偏，即可在射極輸出脈沖電流。 15 腳：電源的輸入端。 16 腳： 5V 基準電壓輸出端。最大電流為 50mA，在輸入電壓允許范圍內其誤差小于 1%。如果外設保護電路，也可組成高穩(wěn)定度的 5V 電源。 UC3524 輸出波形 UC3524 的內部振蕩頻率 7 引腳外接的 RT、 CT 決定， T=RT（ VTΩ ） CT（ μ F）。脈沖輸出引腳 1 14 引腳輸出脈沖電流為晶閘管供電，此時為兩路輸出，每路的輸出頻率為振蕩頻率的 1/2，振蕩器的波形及輸出脈沖波形均為矩形波。如圖 23 所示。 驅動放大電路 當加上正柵極電壓時，管子導通；當加上負柵極電壓時，管子關斷。IGBT 具有和雙極型電力晶體管類似的伏安特性，隨著 控制電壓 UGE的增加，特性曲線上移。開關 電源中 IGBT 通過 UCZ的電平變化，使其在飽和與截止兩種狀態(tài)下工作。 實用驅動法 有直接驅動法和隔離驅動法， 下面 對 兩種方法進行介紹。 洛陽理工學院畢業(yè)設計（論文） 14 圖 23 振蕩器的波形及輸出脈沖波形 圖 24 有正負偏壓的直接驅動電路 圖 25 變壓器隔離驅動 洛陽理工學院畢業(yè)設計（論文） 15 圖 26 光耦合隔離驅動 (1) 直接驅動法 直接驅動法有兩種電路形式。 如圖 24 所示，為了使 IGBT 穩(wěn)定工作，一般要求雙電源供電方式，即 驅動電路要求采用正、負偏壓的兩電源方式，輸入信號經整形器整形后進入放大級，放大級采用有源負載方式以提供足夠的門極電流。為消除可能出現的振蕩現象， IGBT 的柵射極間接入了 RC網絡組成的阻尼濾波器。此種驅動電路適用于小容量的 IGBT。 (2)隔離驅動法 圖 25 為最簡單的變壓器隔離驅動電路，適用于小容量的 IGBT。圖 26為光電耦合隔離驅動電路，采用雙電源供電的方式。當 VG 使發(fā)光二極管有電流流過時，光電耦合器 HU 的三極管導通， R1 上有電流流過，場效應管T1 關斷，在 VC 的作用下，經電阻 R T2 管的基 — 發(fā)射器有了偏流， T2 迅速導通，經 RG 柵極電阻， IGBT 得到正偏 而 導通。當 VG 沒有脈沖電壓時，發(fā)光二極管不發(fā)光，作用過程相反， T1導通使 T3 導通，－ Vc 經柵極電阻 RG 加在 IGBT 得柵 、 射極之間，使 IGBT 迅速 關斷。 本文所用的驅動放大電路是由相連組成的達林頓結構充當的。 達林頓管是一重復合三極管，他將兩個三極管串聯，第一個管子的發(fā)射極接第 2 個管子的基極，所以達林頓管的放大倍數是 本電路設計的驅動放大環(huán)節(jié)是由兩個 圖 27 驅動放大電路 NPN 型三極管 兩個三極管放大倍數的乘積。 所洛陽理工學院畢業(yè)設計（論文） 16 以它 的特點是放大倍數非常高，達林頓管的作用一般是在高靈敏的放大電路中放大非常微小的信號。 其電路結構如圖 27 所示。 V1 與 V V2 與V4 分別形成一對達 林頓管。 11 腳 輸出的脈沖電流輸入 V1 的基極，經過V1 與 V3 的放大，在 V3 的集電極上形成與射極基本相同大小的電流，由于 V3 的集電極與晶閘管的門極相連，在集電極上接一定阻值的電阻，可在門極上形成正向電壓，從而使晶閘導通。 V2 與 V4 用于放大 14 腳的輸出脈沖，用于觸發(fā)晶閘管 VT2。驅動放大電路由外部附加電源 VCC進行供電 。 洛陽理工學院畢業(yè)設計（論文） 17 第 3 章 主電路設計 推挽式電路 推挽式電路是一種放大電路，它按功放輸出級放大元件的數量，可以分為單端放大器和推挽放大器。單端放大器的輸出級由一只放大元件（或多只元件但并聯成一組）完成對信號正負兩個半周的放大。單端放大機器只能采取甲類工作 狀態(tài) 。 推挽放大器的輸出級有兩個 “ 臂 ” （兩組放大元件），一個 “ 臂 ” 的電流增加時，另一個 “ 臂 ” 的電流則減小，二者的狀態(tài)輪流轉換。對負載而言，好 像 是一個 “ 臂 ” 在推，一個 “ 臂 ” 在拉，共同完成電流輸出任務。盡管甲類放大器可以采用推挽式 放大，但 更常見的是用推挽放大構成乙類或甲乙類放大器 。 對于推挽電路，有以下優(yōu)點： ① 電壓輸出特性很好 。 由于它的兩個控制開關 VT1 和 VT2 輪流交替工作，其輸出電壓波形非常對稱，并且開關電源在整個工作周期之內都向負載提供功率輸出，其輸出電流瞬間響應速度很高，并且它是所有開關電源中電壓利用率最高的開關電源，它在輸入電壓很低的情況下，仍能維持很大的功率輸出，所以被廣泛應用于低輸入電壓的 DC/AC 逆變器 ，或 者DC/DC 轉換器電路中。 ② 是一個輸出電壓特性非常好的開關電源 。 它經橋式整流或全波整流后，其輸出電壓的電壓脈動系數 Sv和電流脈動系數 Si 都很小，因此只需要一個很小值的儲能濾波電容或儲能 濾波電感 ，就可以得到一個電壓紋波和電流紋波都很小的輸出電壓。 ③ 開關電源的工作效率很高 。 它的 變壓器 屬于雙極性磁極化，磁感應變化范圍是單極性磁極化的兩倍多，并且變壓器鐵心不需要留氣隙，因此，它的變壓器鐵心的導磁率比單極性磁極化的正激或反式開關電源變壓器鐵心的導磁率高很多倍；這樣變壓器初、次級的 線圈 匝數可比單極性磁極化洛陽理工學院畢業(yè)設計（論文） 18 變壓器初、次級的線圈匝數少一倍以上，漏感以及銅損耗都比單極性磁極化變壓器小很多 。 圖 31 推挽電路原理圖 ④ 驅動電路簡單 。 它的兩個開關器件有一個公共接地端，相對于半橋式或全橋式開關電源來說，驅動電路要簡單很多，這也是一個優(yōu)點。 本文設計的逆變電路也可用半橋電路或全橋電路替代，如圖 31 所示。但與推挽電路相比， 半橋式以及全橋 電路 都有一個共同缺點，就是當兩個控制開關 VT1 和 VT2 處于交替轉換工作狀態(tài)的時候，兩個開關器件會同時出現一個半導通區(qū)，即兩個控制開關同時處于接通狀態(tài)；這是因為開關器件在開始導通的時候，相當于對電容充電，它從截止狀態(tài)到完全導通狀態(tài)需要一個過渡過程；而開關器件從導通狀態(tài)轉換到截止狀態(tài)的時候，相當于對電容放電，它從 導通狀態(tài)到完全截止狀態(tài)也需要一個過渡過程；當兩個開關器件分別處于導通和截止的過渡期間，就會同時出現半導通狀態(tài)，此時，相當于兩個控制開關同時接通，會對電源電壓產生短路，在兩個控制開關的串聯回路中將出現很大的電流，而這個電流并沒有通過變壓器負載。因此，在兩個控制開關 VT1 和 VT2 分別處于導通和截止的過渡期間，兩個開關器件將會產生很大的功率損耗。 而 推挽 電路則 不會存在這種損耗。洛陽理工學院畢業(yè)設計（論文） 19 因為，當控制開關 VT1 將要關斷的時候，開關變壓器的兩個初級線圈 N1繞組和 N2繞組都會產生反電動勢，而 N2 繞組產生的反電動勢正好與輸入電流的方 向相反；此時，即使是 VT2 開關器件處于半導通或全導通狀態(tài)，在短時間內，在 VT2 組成的電路中都不會出現很大的工作電流，并且在電路中，兩個控制開關也不存在直接串通的回路；因此不會像半橋式，以及全橋式開關電源那樣出現兩個控制開關同時串通的可能性，這也是推挽式開關電源的一個優(yōu)點。 對于推挽電路，也有它的缺點： 它的兩個開關器件需要很高的耐壓，其耐壓必須大于工作電壓的兩倍，因此在 高電壓 交流供電設備中很少使用。另外，直流輸出電壓可調整式推挽開關電源輸出電壓的調整范圍比反激式開關電源輸出電壓的調整范圍小很多，并且需要一個儲 能濾波電感；因此不宜用于要求負載電壓變化范圍太大的場合，特別是負載很輕或經常開路的場合。 它的變壓器有兩組初級線圈，對于小功率輸出是個缺點，對于大功率輸出是個優(yōu)點。因為大功率變壓器的線圈繞組一般都用多股線來繞制，因此兩組初級線圈與用雙股線繞制沒有根本區(qū)別，并且兩個線圈與單個線圈相比可以降低一半電流密度。 變壓器的選擇 變壓器是隔離型變換器的主要元件之一，其性能指標的好與壞將直接影響整個電路的性能，因此，在設計變壓器時應該細心設計為好。在變壓器制作中需要在確保變壓器的絕緣電壓的基礎上盡可能的減小變 壓器漏感。 變壓器的結構對變壓器性能的影響 變壓器的最主要作用是隔離，電器隔離性能應符合電氣安全規(guī)則的要求。為了滿足電器安全規(guī)則的要求，通常要在變壓器的初 、 次級之間留有不低于 3mm 的絕緣邊距（爬電距離），如圖 32 所示的邊沿空隙的方法。邊沿空隙方法（ Margin Wound） 是在骨架邊沿留有繞線余留，以提供洛陽理工學院畢業(yè)設計（論文） 20 所需的絕緣邊距要求。 這種方法一直得到比較普遍的應用，其主要原因是繞變壓器的漆包線的絕緣強度不能滿足電氣安全規(guī)則的要求，特別是漆包線漆皮的針孔。這種方 圖 32 變壓器的邊沿空隙繞制方式的結構示意 法的最大缺點是變壓器的繞線空間的浪費和變壓器漏感的增加，尤其是小變壓器尤為嚴重，如 EE16 磁芯繞線框架僅有約 8mm 的繞線寬度，如果扣除 3mm 的邊沿空隙，則有效的繞線寬度僅剩下 5mm，變壓器的繞線窗口的利用率大大下降，同時變壓器的漏感也隨之增加。對于 50Hz 變壓器，漏感增加一點似乎不會出現多大問題，但是高頻開關電源變壓器的漏感增加一點所付出的代價將是開關管的損耗明顯增加甚至是變壓器的漏感所產生的電壓尖峰將開關管擊穿 ， 要么就是緩沖電路的損耗增加。 怎樣才能取消 變壓器中的邊沿空隙和初 、 次級間的絕緣 ？ 問題的關鍵就是改進漆包線的質量，單層絕緣的漆包線的最主要的缺陷是針孔（當然也不可否認絕緣電壓可能還不夠），那么在制造漆包線時可以在漆包線上多涂幾次絕緣漆，這樣不僅提高了絕緣電壓，最主要的是徹底的消除了漆包線的漆皮上的針孔，這就是三重絕緣的漆包線。