【正文】 則它不會認為你建的符號是電源。所以，我們可以在布局完成后，先進入自動布線器，在設置文件中只選擇扇入，扇出操作，不選擇其它布線選項，這樣從表面貼器件拉出來的線比較短，也比較整齊。不注意的是，轉走線時要將LINE,TEXT去掉（除非你要在線路上做銅字）。單線：圖1(a)演示了一個典型的單根走線。 這也是一個在許多教科書中都可以看到的公式。Z0 為其傳統定義III。它們通常是由從其它（鄰近或外部）源耦合進電路的噪聲引起的。 相比單端信號（以一個不太精確的受電路板其他位置的噪聲的干擾的信號為參考）差分信號（彼此互為參考）的翻轉時序可以更精確地設定。如果有流經地的電流存在，那么電源完整性就一定成為一個問題，并且可能EMI也會成為一個問題。這是由電磁耦合，互感耦合與互容耦合的綜合效果，引起的。設計規(guī)則2：現在EMI 與環(huán)路面積已是廣為人知了3。也就是說即使（+）輸入相對（）輸入僅有輕微的偏移，接收器也會檢測到。這表明這種耦合的最終效果是線1 上的一個明顯的阻抗，這個阻抗等于Z=Z0Z12Em Tight, January, 19994 據我所知沒有權威的研究支持或者反駁這個慣例。1 用差分線傳輸數字信號式(1)是一個信號的上升沿(幅度為EG)從驅動端經過差分傳輸線到接收端的頻率響應：值得注意的是，一個差分信號在多層PCB的不同層傳輸時(特別是內外層都走線時)，要及時調整線寬線距來補償因為介質的介電常數變化帶來的特性阻抗變化。差分線離開器件引腳后，要盡量相互靠近，以確保耦合到信號線的噪聲為共模噪聲。差分信號發(fā)送器：將非平衡傳輸的TTL信號轉換成平衡傳輸的LVDS信號。由于LVDS驅動器典型的偏置電壓為+，地的電壓變化、驅動器偏置電壓以及輕度耦合到的噪聲之和，在接收器的輸入端相對于接收器的地是共模電壓。139。例如，對于四層板，通?？梢园匆韵逻M行布層：LVDS信號層、地層、電源層、其它信號層。拐彎。 LVDS信號PCB設計實例 明智的PCB板層分配便于簡化后續(xù)的布線處理，對于一個四層PCB板(WLAN中常用的電路板)，在大多數應用中用電路板的頂層放置元器件和RF引線，第二層作為系統地，電源部分放置在第三層，任何信號線都可以分布在第四層。每個電源引腳都需要認真檢驗，以確定需要多大的去耦電容以及實際電路在哪些頻點容易受到噪聲的干擾。 圖4所示為PCB布線的一個范例，在接地焊盤上有許多接地過孔，允許每個Vcc去耦電容有其獨立的接地過孔。 然而，并非所有引發(fā)ACPR的問題都歸咎于器件的線性特性，一個很好的例證是：在經過一系列的調節(jié)、對功率放大器和PA驅動器(對ACPR起主要作用的兩個因素)進行優(yōu)化后，WLAN發(fā)送器的鄰道特性還是無法達到預期的指標。壓縮環(huán)路濾波器的帶寬將不會改善雜散特性，反而提高了PLL鎖相時間，對系統產生明顯的負面影響。值得慶幸的是，這種強干擾可以通過增加旁路電容得到有效抑制。所以，在電路許可的條件下，應盡量考慮采用國產器件。相鄰兩層印制板的線條應盡量相互垂直或走斜線、曲線，不能走平行線，以減少基板的層間耦合和干擾。所以，在著手編排印制板的版面、決定整體布局的時候，應該對電路原理進行詳細的分析，先確定特殊元器件（如大規(guī)模IC、大功率管、信號源等）的位置，然后再安排其他元器件，盡量避免可能產生干擾的因素。這些加工技術的迅猛發(fā)展，促使了PCB的設計已逐漸向多層、高密度布線的方向發(fā)展。 如果違背這些原則，將會導致相當大的雜散成分。根據以往WLAN評估板的設計經驗，在四層板中使用單獨的接地層可以獲得較好的結果。該電容具有較低的SRF，對于消除低頻噪聲、建立穩(wěn)定的直流電壓很有效。 合理分配PCB的板層、采用星型拓撲的Vcc引線，并在Vcc引腳加上適當的去耦電容，將有助于改善系統的性能，獲得最佳指標。 利用POLARSI6000計算表面微帶差分走線：線寬6mils，線間距為6mils。 9. 匹配電阻的精度要求。當兩條差分信號線距離很近時，電流傳輸方向相反，其磁場相互抵消，電場相互耦合，電磁輻射也要小得多。(W/H)(εr)15的情況才能應用。下面將簡要介紹LVDS信號在PCB 上的設計要點：1. 布成多層板。由于接收端對于直流表現為高阻，電流通過接收端的100Ω的匹配電阻產生350mV的電壓，同時電流經過差分線的另一路流回發(fā)送端。 對于高速電路，尤其是高速數據總線，常用的器件一般有：ECL、BTL、GTL和GTL+等。IEEE在兩個標準中對LVDS信號進行了定義。LVDS信號的驅動器由1個驅動差分線的電流源組成， mA。2 差分線的阻抗匹配同時也歡迎大家來信與敝人探討技術上的問題。1 事實上信號可以僅僅/同時從地或電源系統返回。因此在任何情況下，走線阻抗，也就是互耦，在全線為常數是很重要的。因為它們是差分線，V2=V1。它們看上去就像是渦流。并且這些人們能夠將這些情況用器件規(guī)范和信號時序圖非常詳盡地描繪出來。 你說什么？那么讓我們假定發(fā)送電路發(fā)送一對差分信號，嚴格相等且極性相反。這很容易明白如果我們暫時想象一個差分對中的一根走線上的電流保持不變。 167。 共模信號通常更難于理解。計算：知道Zdiff 是2*(Z11Z12)不是很有用，因為Z12 的值并不直觀。有效（差模）阻抗：電壓V1 以地為參考?，F在，我們用 PowerPCB直接生產光繪文件給廠家就可以了?！　‖F在，由于小型化的需求，表面貼器件得到越來越多的應用。這種情況可以將定位孔器件設為非ECO注冊的即可。這是它防止錯誤發(fā)生的一種手段，其實，也是我們應該遵守的一種規(guī)范化的原理圖輸入方式。1. 填寫ORCAD的封裝，即Footprint，此處必須填PowerPCB庫中的Decal，而不是Part。待所有布線都完成以后即可進行內層分割。1. PROTEL只有兩種圖層類型，分別對應正負片屬性。 3號網絡（紅色）：下面第三個網絡，由于此網絡較靠近板邊，所以我們還可以用另外一個命令來做。至此已基本完成整個布線工作，最后用POUR MANAGERPLANE CONNECT進行灌銅，即可出現下圖的效果?！　τ诖蠖鄶凳褂眠^PROTEL的人來說，剛開始使用PowerPCB的時候，可能會覺得PowerPCB的限制太多。但是如果在你完成了預布線之后，要自動布線時，最好將預布好的線固定住，否則自動布線時，軟件會認為此線段可移動，而將你的工作完全推翻，造成不必要的損失。這個問題主要還是出在建庫上。可以用PowerPCB中的拷貝功能，很方便地將已存在的 PowerPCB中的其它庫里的元件封裝拷貝到這個庫中，存成與VIEWDRAW中相對應的名字。重寫式1：V1 = Z11*i1 + Z11*k*i2事實上，有人認為，為了將差分信號和地噪聲隔離，一定不能將它們連接到地。公式為： 差分電路在低壓信號的應用中是非常有益的。 考慮差分對的“正”走線。通常他們的爭論的基礎包括了信號時序。同時假設走線長度完全相等，信號嚴格大小相等且極性相反。其中一根走線在平面一個方向上耦合了一個信號，另一根在平面另一個方向上耦合了一個信號。原因之一是減小或消除走線下方的感應電流環(huán)路。因為沒有流經地的電流（大概這是個假設）那么端接電阻被連接在線1 和線2 之間，且確切的端接阻抗算得是2(Z0Z12)。這將依次影響到為防止反射而對走線進行正確的端接的值，以及如果走線必須緊耦合，通常也是需要的，它們的間距必須全線為常數。如果耦合信號只是隨機地彼此相關，平均耦合是零并且對端接阻抗沒有影響。數字信號在差分線上傳輸時是奇模傳輸方式，即正負兩路信號的相位相差180176。只要我們通過阻抗匹配使ΓL和ΓG等于0，就可以消除信號反射現象。 LVPECL電平信號也是適合高速傳輸的差分信號電平之一，最快可以讓信號以1 GBaud波特的速率傳輸。 在圖3中，對交流信號而言，相當于120Ω電阻和82Ω電阻并聯，；對于直流信號，兩個電阻分壓，信號的直流電位為：82／(120+82)= V。參考文獻[1] 廖承恩．微波技術基礎[M]．西安：西安電子科技大學出版社．1994．[2] 霍華德約翰遜．高速數字設計[M]．沈立譯．北京：電子工業(yè)出版社，2004．[3] 王先富，牛忠霞．微波寬帶放大器的設計與EDA仿真[J]．無線電通信技術，2005，31(1)：51—53．LVDS(低電壓差分信號)原理簡介1 LVDS信號介紹LVDS：Low Voltage Differential Signaling，低電壓差分信號。在實際芯片中，是在噪聲容限內，采用“比較”及“量化”來處理的。LVDS信號的PCB設計1 LVDS信號的工作原理和特點圖圖3為POLARSI6000阻抗計算軟件計算阻抗值。 8. 接收端的匹配電阻的布局。圖中建立了一個主Vcc節(jié)點，從該點引出不同分支的電源線，為RF IC的電源引腳供電。 地層的布局和引線同樣是WLAN電路板設計的關鍵，它們會直接影響到電路板的寄生參數，存在降低系統性能的隱患。除此之外，功率放大器的功耗也需要多個連接地層的過孔?？拷姾杀幂敵龅膬蓚€電容必須直接與電荷泵電路的地連接。IEEE +15dBm，頻率偏差20MHz時為28dBr。一旦發(fā)現了雜散成分，首先想到的方案就是將PLL環(huán)路濾波器的帶寬變窄，以便衰減雜散信號的幅度。如果沒有足夠的隔離，電流脈沖產生的噪聲會耦合到VCO的電源，對VCO頻率進行調制，通常稱為“VCO牽引”。多層印制板，就是指兩層以上的印制板，它是由幾層絕緣基板上的連接導線和裝配焊接電子元件用的焊盤組成，既具有導通各層線路，又具有相互間絕緣的作用。封裝不一樣，印制板上器件的焊孔（盤）就不一樣。但從生產工藝角度考慮，應盡量簡單，一般為長寬比不太懸殊的長方形，以利于裝配，提高生產效率，降低勞動成本。 元器件的位置、擺放方向，首先應從電路原理方面考慮，迎合電路的走向。大面積的銅箔應比較均勻分布在內、外層，這將有助于減少板的翹曲度，也使電鍍時在表面獲得較均勻的鍍層。 PAD)直徑≥過孔直徑＋12mil。導線的寬窄，應根據該電路對電流及阻抗的要求來確定，電源輸入線應大些，信號線可相對小一些。3．導線布層、布線區(qū)的要求 多層板的各層應保持對稱，而且最好是偶數銅層，即四、六、八層等。認真校核原理圖：任何一塊印制板的設計，都離不開原理圖。這一混頻效應只有在PLL雜散成分高于一定門限時才會產生問題，低于一定門限時，ACPR將主要受PA非線性的制約。 圖3所示為過孔精確的電氣特性模型，其中Lvia為過孔電感，Cvia為過孔PCB焊盤的寄生電容。之后，電容的阻抗將呈現出電感性。 本文探討了相關的基本原則，并提供了一些實用的、經過驗證的電源布線、電源旁路和接地技術，可有效提高RF設計的性能指標。 根據以上處理原則，簡單介紹一塊LVDS信號PCB設計實例，此板為16層多層印制板，疊層與板材(FR4板材)關系如圖6。對不同差分線之間的間距要求間隔不能太小，至少應大于3～5倍差分線間距。② 走平行等距線(如圖4)。為了確保信號在傳輸線當中傳播時不受反射信號的影響，LVDS信號要求傳輸線阻抗受控，通常差分阻抗為(100177。LVDS信號被廣泛應用于計算機、通信以及消費電子領域，并被以PCIExpress為代表的第三代I/O標準中采用。 從差分信號傳輸線路上可以看出，若是理想狀況，線路沒有干擾時，在發(fā)送側，可以形象理解為：IN=IN+IN在接收側，可以理解為：IN+IN=OUT所以：OUT=IN在實際線路傳輸中，線路存在干擾，并且同時出現在差分線對上，在發(fā)送側，仍然是：IN=IN+IN線路傳輸干擾同時存在于差分對上，假設干擾為q，則接收則：(IN++q)(INq)=IN+IN=OUT所以：OUT=IN噪聲被抑止掉。按照IEEE規(guī)定，電阻為100歐。折線代替； 6. 信號線在不同的信號層時，要注意調整差分線的線寬和線距，避免因介質條件改變引起的阻抗不連續(xù)。 在實際的工程設計中，增加一個電源就意味著增加了新的干擾源，也會增加布線空間(電源的濾波網絡要使用大量的布線空間)，改變電源分割層的布局。有時為了增加抗噪聲性能，差分線的正負兩路信號之間用2個5OΩ的電阻串聯，并在電阻中間加1個濾波電容到地，這樣可以減少高頻噪聲。 如何在高速系統設計中考慮信號完整性的因素，并采取有效的控制措施，已成為當今國內外系統設計工程師和PCB設計業(yè)界的一個熱門課題。 Impedance Terminations: What39。我們要把差分線彼此靠近布線與EMI 和噪聲免疫有關。差分線布得越彼此靠近，任何偶合噪聲在每根走線上就越相近。有人反對這條規(guī)則，事實上這條規(guī)則在上升時間較慢并且EMI 不是問題時并不是必須的。所有的返回電流已經抵消了。 因此，如果你依賴這樣的假定，即：差分信號是大小相等且極性相反，并且因此沒有通過地的電流，那么這個假定的一個必要推論就是差分信號對的長度必須相等。從而在這個時間片內將有流經電源系統的電流。如果從一個信號（+i）返回的信號嚴格等于，且符號相反，另一個信號（i），那么它們的和（+ii）為零，沒有電流從任何地方流過（特別是地）。優(yōu)點：差分信號相比單端信號有一個顯著的缺點：需要兩根走線而不是一根，或者兩倍的電路板面積。信號沿走線傳播并從地返回1。 （4）V2 = Z0*i1*(1+k)并且正如所期望的，V1 = V2。第一個差別是i1 = i2（沒有負號），這樣式3 就變成：V1 = Z0*i1*(1+k)一般情況，線對：圖1(b)演示了一對走線?！　．轉鉆孔數據時，將文檔類型選為NC DRILL，直接轉換。你就可以AUTOCAD中打開個這圖了。這個新的符號就可以在原理圖中調出了。而CAM Plane用于單個的電源或地，這種方式是負片輸