【正文】 熟悉MATLAB的編程技術(shù)，并熟練掌握其編程技術(shù)（3）改變BT參數(shù)，分析調(diào)制性能和BT參數(shù)的關(guān)系。圖1 GMSK調(diào)制原理圖為了使輸出頻譜密集，前段濾波器必須具有以下待性：，以抑制FM調(diào)制器輸入信號(hào)中的高頻分量；，以防止FM調(diào)制器瞬時(shí)頻偏過(guò)大；。這些優(yōu)良的特性使其作為一種高效的數(shù)字調(diào)制方案被廣泛的運(yùn)用于多種通信系統(tǒng)和標(biāo)準(zhǔn)之中。例如仿真時(shí)間為10s，若sample time為1/1000，則碼元個(gè)數(shù)為10000。當(dāng)Boffsetto最后一項(xiàng)為回溯長(zhǎng)度TracebackPlush length則是脈沖長(zhǎng)度即GMSK調(diào)制器中高斯低通濾波器的周期，設(shè)為4。 GMSK Demodulator Baseband是GMSK基帶解調(diào)器。如圖10所示。如圖15所示。圖19 GMSK系統(tǒng)設(shè)計(jì)仿真模型圖3 GMSK系統(tǒng)與MSK系統(tǒng)的性能比較 MSK系統(tǒng)設(shè)計(jì)最小頻移鍵控(MSK)是恒定包絡(luò)調(diào)制技術(shù)，是2FSK的改進(jìn)調(diào)制方式，它具有波形連續(xù)，相位穩(wěn)定，帶寬最小并且嚴(yán)格正交的特點(diǎn)。先將高斯白噪聲信道信噪比xSNR和GMSK解調(diào)模塊的回溯長(zhǎng)度參數(shù)設(shè)為常數(shù)，運(yùn)行實(shí)驗(yàn)?zāi)Ｐ停^察示波器，發(fā)現(xiàn)沒有出現(xiàn)基帶與解調(diào)信號(hào)波形。be(M/2)1，檢查GMSK調(diào)制模塊參數(shù)inputtime 在資料上查找多徑道瑞麗信道模塊的參數(shù)，發(fā)現(xiàn)其Sample所以圖形基本正確。當(dāng)存在噪聲時(shí)，噪聲將疊加在信號(hào)上，觀察到的眼圖的線跡會(huì)變得模糊不清。（3）在抽樣時(shí)刻上，眼圖上下兩分支陰影區(qū)的垂直高度，表示最大信號(hào)畸變。星座圖對(duì)于判斷調(diào)制方式的誤碼率有很直觀的效用?？梢姡珿MSK頻譜特性的改善是以誤碼率性能的下降為代價(jià)的。圖39 BT=從原理上說(shuō)，GMSK是MSK的改進(jìn)，GMSK頻譜在主瓣以外比MSK衰減得更快，而鄰路干擾小。xTracebackLength=4。)。endsemilogy(x,y1,39。Symbol Error Rate39。y=x。 y(i)=xErrorRate(1)。go39。grid on。
（1）擴(kuò)頻通信的理論基礎(chǔ)①香農(nóng)公式②公式分析A、在給定的傳輸速率C不變的條件下，頻帶寬度W和信噪比S／N是可以互換的。本設(shè)計(jì)采用直接序列擴(kuò)頻工作方式，簡(jiǎn)稱直擴(kuò)(DS)方式。在DSCDMA系統(tǒng)中，所有用戶工作在相同的中心頻率上，輸入數(shù)據(jù)序列與偽隨機(jī)序列相乘后得到寬帶信息。由于m序列容易產(chǎn)生、規(guī)律性強(qiáng)、有許多優(yōu)良的性能，在擴(kuò)頻通信中最早獲得廣泛的應(yīng)用。反饋線位置不同將出現(xiàn)不同周期的不同序列，我們希望找到線性反饋的位置，能使移存器產(chǎn)生的序列最長(zhǎng)，即達(dá)到周期P=2n1。 表1 部分本原多項(xiàng)式m序列的基本性質(zhì)如下：①周期性：m序列的周期p取決于它的移位寄存器的級(jí)數(shù), p=2n1②平衡特性：m序列中0和1的個(gè)數(shù)接近相等；m序列中一個(gè)周期內(nèi)“1”的數(shù)目比“0”的數(shù)目多1個(gè)。理論分析指出，產(chǎn)生的m序列數(shù)由下式?jīng)Q定：其中Φ(x)為歐拉數(shù)(即包括1在內(nèi)的小于x并與它互質(zhì)的正整數(shù)的個(gè)數(shù))。1 1 0 001 1 10 0BA1 1 1 1 1 1 11 11 A，B = 1(B=0)：AAA由以上分析可得到以下結(jié)論：①（0，1）域上的二進(jìn)制序列作乘法運(yùn)算，必須首先轉(zhuǎn)換到（1，+1）域上（0→1，1→+1）然后再相乘。由于AWGN信號(hào)易于分析、近似，因此在信號(hào)處理領(lǐng)域，對(duì)信號(hào)處理系統(tǒng)（如濾波器、低噪音高頻放大器、無(wú)線信號(hào)傳輸?shù)龋┑脑肼曅阅艿暮?jiǎn)單分析(如：信噪比分析)中，一般可假設(shè)系統(tǒng)所產(chǎn)生的噪音或受到的噪音信號(hào)干擾在某頻段或限制條件之下是高斯白噪聲。收端第1個(gè)用戶天線收到的信號(hào) （式4）解調(diào)后的信號(hào) （式5）經(jīng)過(guò)與本地地址碼c1(t)相關(guān)檢測(cè)后輸出信號(hào) （式6） 上式中，T為地址碼序列周期，等于信碼周期Tb，故積分號(hào)中信碼di(t)是常數(shù)可提出，得 （式7） 已知PN序列的互相關(guān)函數(shù)為0，即 （式8）代入式7，根據(jù)地址碼的正交性關(guān)系可得 （式9）上式9中為c1(t)的自相關(guān)函數(shù)峰值。通常設(shè)置即上式表明，地址碼速率Rp是信息速率Rb的p整數(shù)倍，1個(gè)信碼周期Tb對(duì)應(yīng)一個(gè)地址碼序列周期T。我們采取的6位的PN序列，生成多項(xiàng)式為[1 0 0 0 0 1 1],自相關(guān)性不夠強(qiáng)，所以導(dǎo)致用戶數(shù)量為4時(shí)，PN碼產(chǎn)生相互干擾，解擴(kuò)和多用戶檢測(cè)時(shí)誤碼率升高。PN碼的設(shè)計(jì)我們之前使用的是4位的PN碼，但是誤碼率很高。由輸入信號(hào)與PN碼相乘完成解擴(kuò)，并需要設(shè)置一個(gè)低通濾波器和抽樣判決器完成多用戶檢測(cè)。在仿真中，如果Simulink沒有提供現(xiàn)成的模塊要首先合成出合適的模塊，通常可以用已有模塊搭建。50 / 51。濾波器設(shè)置如下：抽樣判決器設(shè)置如下：誤碼率檢測(cè)使用Error Rate Calculation和display模塊組成，Error Rate Calculation一端必須接上與對(duì)應(yīng)用戶相同的Bernoulli Binary Generator，才能正確反應(yīng)誤碼率情況，并且而信號(hào)源需要unit delay 延時(shí)完成同步。一般通信系統(tǒng)中使用的PN碼有15位或者42位。頻譜的觀察直接用頻譜儀（spectrum）觀察信號(hào)頻譜效果不好。①擴(kuò)頻前頻譜：②擴(kuò)頻后的頻譜：③解擴(kuò)濾波后的頻譜：可以看到：待傳信息的頻譜被擴(kuò)展了以后，能量被均勻地分布在較寬的頻帶上，功率譜密度下降；擴(kuò)頻信號(hào)解擴(kuò)以后，寬帶信號(hào)恢復(fù)成窄帶信息，功率譜密度上升；相對(duì)與信息信號(hào)，脈沖干擾只經(jīng)過(guò)了一次被模二相加的調(diào)制過(guò)程，頻譜被擴(kuò)展，功率譜密度下降，從而使有用信息在噪聲干擾中被提取出來(lái)。收端用戶1從發(fā)端N個(gè)用戶發(fā)射在空中，在時(shí)域及頻域完全混疊的DSCDMA信號(hào)中，接收到發(fā)端用戶1的信碼。以2PSK調(diào)制為例，發(fā)端用戶1發(fā)射的信號(hào)為 （式1）上式中，d1(t).c1(t)是（1，+1）域二元數(shù)據(jù)，則S1(t)是0/π調(diào)相的2PSK信號(hào)。進(jìn)一步分析容易得出，對(duì)于兩路輸入信號(hào)為多個(gè)數(shù)字序列波形線性疊加的情況，只要輸入幅度沒超過(guò)模擬乘法器線性工作范圍，上述結(jié)論（1）仍適用；而異或門是非線性器件，上述結(jié)論（2）就不能推廣了。B ＝01AAB( a )AB =A， B=0：A， B=1： 1 1 AAB( b )A， B = +1(B=1)：圖3 兩個(gè)二進(jìn)制序列通過(guò)(a)異或門及(b)模擬乘法器圖3中，假定A=010011…，B是長(zhǎng)串的連0或連1。該設(shè)計(jì)采用PN序列生成器（PN Sequence Generator），生成擴(kuò)頻序列不同的用戶。例如1110100與向右移3位后的序列1001110逐位模2相加后的序列為0111010，相當(dāng)于原序列向右移1位后的序列,仍是m序列。圖2 線性反