【正文】 而雙電阻方式 需要兩個(gè)元件，這就對 PCB的板面積提出了要求，因此不適合用于高密度印刷電路板。根據(jù)戴維南終端匹配設(shè)計(jì)規(guī)則，戴維南電壓VTH=VR2 必須確保驅(qū)動器的 IOH 和 IOL 電流在驅(qū)動器的性能指標(biāo)范圍以內(nèi)。將終端匹配到 VCC 可以提高驅(qū)動器的能力，而將終端匹配到地則可以提高地上的吸收能力。選擇串聯(lián)終端匹配電阻值的原則很簡單，就是要求匹配電阻值與驅(qū)動器的輸出阻抗之和與傳輸線的特征阻抗相等。下面介紹幾種常見匹配方式。 這是在無損耗條件下描述的，電阻上熱損耗和介質(zhì)損耗都被忽略了的，也就是直流電壓變化和漏電引起的電壓波形畸變都未考慮在內(nèi)。差分模式傳輸線實(shí)際應(yīng)用中，必須具體分析。 ?串聯(lián)終端匹配 ?并聯(lián)終端匹配 ?戴維南終端匹配 ?AC 終端匹配 ?肖特基二極管終端匹配技術(shù) 阻抗匹配 ? 串聯(lián)終端匹配 串聯(lián)終端匹配串聯(lián)終端匹配的理論出發(fā)點(diǎn)是在信號源端阻抗低于傳輸線特征阻抗的條件下，在信號的源端和傳輸線之間串接一個(gè)電阻 R，使源端的輸出阻抗與傳輸線 的特征阻抗相匹配，抑制從負(fù)載端反射回來的信號發(fā)生再次反射。 ? 缺點(diǎn)：理想的信號驅(qū)動器的輸出阻抗為零，實(shí)際的驅(qū)動器總是有比較小的輸出阻抗，而且在信號的電平發(fā)生變化時(shí)，輸出阻抗可能不同。所以，對于 50%占空比的信號而言，將終端匹配到 VCC 要優(yōu)于將終端匹配到地。 R1 通過從 VCC 向負(fù)載注入電流來幫助驅(qū)動器更容易到達(dá)邏輯高狀態(tài)；R2 幫助通過向地吸收電流來將驅(qū)動器下拉到邏輯低狀態(tài)。 阻抗匹配 ? AC 終端匹配技術(shù) AC 終端匹配技術(shù)也稱之為 RC終端匹配技術(shù)，它是由一個(gè)電阻 R 和一個(gè)電容 C 組成的，電阻 R 和電容 C 連接在傳輸線的負(fù)載一端。因此在設(shè)計(jì)系統(tǒng)時(shí)序的余量時(shí)務(wù)必將這一額外的時(shí)間考慮在內(nèi)以確保設(shè)計(jì)的系統(tǒng)能夠正常運(yùn)作。同時(shí)多次信號反射的存在可能會影響后續(xù)信號的波形，所以必須驗(yàn)證二極管在開關(guān)頻率上的響應(yīng)。 圖 8 幾種最常見的差分線對的截面圖 差分線的基本概念 ? 差分阻抗 差分對最重要的電氣特性是差分信號的阻抗，稱為“差分阻抗”，即差分對對差分信號的阻抗，是差分信號電壓與其電流的比值。 如果一個(gè)差分信號沿差分對傳輸?shù)竭_(dá)接收終端，那么終端的差分阻抗非常大，差分信號將會反射回源端。圖中差分對末端有端接，并且差分對之間沒有耦合。 圖 11 CL, C11與 C12隨兩線的邊緣舉例的變化 差分信號的阻抗分析與計(jì)算 當(dāng)把兩信號線靠近時(shí)， L11和 L12都將發(fā)生改變。 圖 13 間距變化時(shí)相對互容和相對互感的變化 差分信號的阻抗分析與計(jì)算 當(dāng)兩傳輸線相隔較遠(yuǎn)時(shí)，線 1的特性阻抗完全與另一條線無關(guān)。同時(shí)，因?yàn)閮删€之間的電壓變化 dV12/dt，同樣有電流從線 1流向線 2。如果信號線 2加相同電壓，則阻抗值會升高。對帶狀線來說，相比于間距等于 3倍線寬的無耦合情況，在可制造的最小間距 (如間距等于線寬 )下，存在耦合時(shí)的差分阻抗也僅僅減小約 12%。 差分信號的阻抗分析與計(jì)算 ? 邊緣耦合的微帶線 若邊緣耦合微帶線的兩線間距達(dá)到可制造的最小值，通常這個(gè)典型值為線寬，則兩線的耦合度最大。此時(shí)屏蔽線產(chǎn)生不了電效應(yīng)作用，對差分阻抗沒有影響。此時(shí)平面的影響可以忽略。在 PCB電路設(shè)計(jì)中，一般差分走線之間的耦合較小，往往只占 10~20%的耦合度，更多的還是對地的耦合，所以差分走線的主要回流路徑還是存在于地平面。 共模阻抗： Zm= Zo （ 1＋ k） 就是說，在共模信號時(shí)，實(shí)際阻抗會比相同條件下的單線阻抗高 dif f od d2??ZZ差分信號設(shè)計(jì)中存在的問題 及其解決方案 ? 奇模狀態(tài)與偶模狀態(tài)的影響 ? 奇模阻抗與偶模阻抗 — 奇模阻抗： 當(dāng)差分信號加到差分對上，它將使差分對處于 奇模狀態(tài)。并且，由于各種不對稱的因素存在，使得不管共模信號在遠(yuǎn)端是否被端接，都會有共模信號產(chǎn)生，從而導(dǎo)致 EMI。共模電流和差模電流都決定了傳播的 RF能量的大小，在兩者之間有較大的區(qū)別。對于大部分 PCB，一直到幾百 MHz，與頻率對應(yīng)的小尺寸回路都存在。這種 RF瞬時(shí)電壓在其他導(dǎo)電平面和信號的屏蔽上建立了共模電流。下圖給出了在遠(yuǎn)端有差分端接，近端是一個(gè)典型的低阻抗驅(qū)動器時(shí)，不同耦合的微帶線差分線的接收端的差分噪聲。 圖 25 共模信號沒有被端接時(shí)， 不同耦合的差分線的共模噪聲 差分信號設(shè)計(jì)中存在的問題 及其解決方案 從圖中可以看出，當(dāng)差分線的耦合方式改變時(shí)，共模噪聲不會受到很大影響。 差分信號設(shè)計(jì)中存在的問題 及其解決方案 ? 緊密耦合與非緊密耦合的影響 ? 采用非緊密耦合的好處 — 受害線上的共模電壓噪聲比強(qiáng)耦合時(shí)小 — 差分阻抗僅取決于每條單端信號線的阻抗，而與信號線 的間距無關(guān)。 ? PCB差分信號設(shè)計(jì)中幾個(gè)常見的誤區(qū) (1) 認(rèn)為差分信號不需要地平面作為回流路徑，或者認(rèn)為差分走線彼此為對方提供回流途徑。在 高速環(huán)境中，差分線間的間距越近，走線下方感應(yīng)的 電流環(huán)路面積就越小，對 EMI更好控制。差 分阻抗隨耦合的變化而變化，耦合又隨著線間距的變 化而變化。 (3) 認(rèn)為差分走線一定要靠得很近。 ? 采用緊密耦合的好處 — 互連密度最大，電路板的功能密度最大并且板的成本也最 低。 要注意的是，緊耦合會減少差分噪聲，但是會增加共模噪聲?？梢钥闯?，差分線與攻擊線的距離越遠(yuǎn)，耦合到差分線上的噪聲就比近距離下耦合的噪聲稍小一些。即在源端將問題最小化。與受影響的接地系統(tǒng)相連的電纜就作為天線，共模輻射 (CM)的場分量。一般來說，差分模式信號攜帶數(shù)據(jù)或有用信號 (信息 )。 圖 21 差分信號端接共模信號開路時(shí) 電壓信號與差分信號及共模信號的關(guān)系 圖 22 共模信號和差分信號都被端接時(shí) 遠(yuǎn)端的電壓信號與差分信號及共模信號的關(guān)系 差分信號設(shè)計(jì)中存在的問題 及其解決方案 ? 需要注意的幾點(diǎn) (1) 微帶線或帶狀線中的不對稱、錯(cuò)位引起的失真與線間的耦合度無關(guān)，它可以發(fā)生在無耦合或緊耦合的兩條線之間。 — 偶模阻抗： 當(dāng)共模信號加到差分對上，它將使差分信號處 于偶模狀態(tài)。 差分信號設(shè)計(jì)中存在的問題 及其解決方案 ? 差分線的端接 當(dāng)差分信號到達(dá)開路終端時(shí)，將會受到一個(gè)很大的阻抗并反射回來。 圖 17 平面間距增加時(shí)信號線與平面間的 單端特性阻抗和兩信號線間差分阻抗的變化 差分信號的阻抗分析與計(jì)算 ? 小結(jié)： 上述三種