【正文】 Q1體內(nèi)二極管 D1導(dǎo)通續(xù)流，為 Q2的 ZVS 導(dǎo)通創(chuàng)造了條件。 以上所有過程的分析，均是基于額定負(fù)載運(yùn)行的情況，當(dāng)負(fù)載變輕時，在每個工作區(qū)域還有幾種不同的工作模式，這里不做出詳細(xì)的敘述。 從上面波形可以看出，在死區(qū)時間 TD內(nèi)諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電流通過 MOS 管 Q1體內(nèi)二極管 D1 繼續(xù)流通，直到死區(qū)時間結(jié)束 Q2 導(dǎo)通為止。其次，也會產(chǎn)生這種情況：由于體內(nèi)二極管在關(guān)斷過程中存在反向恢復(fù)電流，此電流極有可能注入到 MOS 管極間電容 Cgd，當(dāng)足夠大時使得本來處于關(guān)斷狀態(tài)的 MOS 管柵極低電平提升到開啟電壓，開關(guān)管會再次開通，從而造成橋臂上下兩開關(guān)管的直通。類似地，當(dāng) Q2關(guān)斷時，電感中儲存的能量轉(zhuǎn)移 到 CHB從而給 CHB充電至輸入電壓直到 D1開通，這樣 Q1的零電壓開通創(chuàng)河海大學(xué)文天學(xué)院學(xué)士論文 20 造了條件。在 Q1關(guān)斷時，諧振電流反向后，橋臂中點(diǎn)電壓 Va有個小的變化后恢復(fù)到輸入電壓，此時 Q1寄生二河海大學(xué)文天學(xué)院學(xué)士論文 21 極管 D1開始導(dǎo)通。這就給出了在給定死區(qū)時間內(nèi) ZVS 實(shí)現(xiàn)的感性區(qū)域分界線。此外，死區(qū)時間 TD保證橋臂上下開關(guān)管不直通的前提下也不能太長。匝比和最大、最小增益為： normnormiVVn???02 m a x0m in 2????inormVVnM m in0m a x 2????inormVVnM Re，以及勵磁電感和諧振電感的比值 h： )11(1 2 m a xm inm in ????? nfMMh m a x02022022 88 ?????? PVnRnR n o rme ?? ZVS下最小負(fù)載歸一化量；并且計算最大輸入電壓空載條件下開關(guān)管工作在 ZVS 下最小負(fù)載歸一化量： hMh MhMrzv s ?? ??? 2m a x2m a xm a x1 )1( 1 DZ VSnnz v s T CRnf fhr ???????? 02m a x2 m a x2 1)1(4? 河海大學(xué)文天學(xué)院學(xué)士論文 23 ? ?21 ,m a ~ zv szv szv s rrr ? ssn fhMhMfff ?????? ? 2m a xm a xm i nm i n )1( 件參數(shù) zvses rRZ ? sss ZfC ??? ?21 sss fZL ?? ?2 sm LhL ?? 根據(jù)步驟計算出諧振參數(shù) 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)參數(shù)規(guī)格如下： 輸入電壓范圍和額定輸入電壓為： 300~450V DC、 500VDC 輸出電壓和最大輸出功率： 24VDC、 120W 諧振頻率和最大工作頻 率頻率以及死區(qū)時間： 100kHz、 200kHz、 500nS 節(jié)點(diǎn)處的寄生電容： 300pF（實(shí)驗(yàn)選取 IRF830,Coss為 100p,Cstray為 100p） 按照上面設(shè)計步驟，考慮整流二極管壓降（取 ），可以計算出參數(shù)如下： ， ?n 6?h ，?sZ， nFCs ? ， HLs ?119? ，HLm ?714?，kHzf 53min ? 諧振電容選取 諧振電容在主電路選擇注意以下幾個方面： （ 1）諧振電容容量（ 2）諧振電容電壓等級（ 3）諧振電容電流有效值 計算出： Isrms=、 Vcmax=342V，據(jù)此本電路中選擇 22nF， 400V 的 CBB電容。而圖（ b）所示結(jié)構(gòu)在為將兩塊軟磁材料加在 E型磁芯中間，此方法做到漏磁通不會從氣隙漏 走而是從磁導(dǎo)率相對較大的軟磁材料上漏走，而從主磁路中磁通相對較小，則變壓器漏感相對較大。據(jù)式 strayossZVS CCC ?? 2 可以計算出輸出整流管電流有效值為， 承受電流平均值為 ，輸出整流管上承受的反向壓降為 2V0即 48V，實(shí)際中留有一定裕量，選取 MBR20200CT。因此設(shè)計控制器主要考慮系統(tǒng)的動態(tài)性能要求。線，根據(jù)文獻(xiàn) [38,40]為了能使校正后系統(tǒng)相角裕度控制在范圍內(nèi)，希望控制器在全頻率范圍內(nèi)引入一個積分環(huán)節(jié)，該積分環(huán)節(jié)可以提高系統(tǒng)的型別，減小穩(wěn)態(tài)誤差。通過系統(tǒng)零極點(diǎn)圖仿真，當(dāng)開關(guān)頻率變化，低頻主導(dǎo)極點(diǎn)相當(dāng)穩(wěn)定，幾乎不會發(fā)生移動； ESR零點(diǎn)則沒有任何影響，而右半平面零點(diǎn)也基本不會移到低頻區(qū)。據(jù)以上要求設(shè)計兩種控制器，控制器的傳遞函數(shù)對應(yīng)具體模型如下： （ 1）)1)(1()1)(1()(112111ffzzc sssssKSG????????? （ 2） )12( )1()(2222122 ?? ?? saTsTs sTKSG c 圖 33 控制器模型 其中，零極點(diǎn)配置和參數(shù)設(shè)計可以根據(jù)期望頻率特性的相位裕度和穿越頻率確定。 河海大學(xué)文天學(xué)院學(xué)士論文 26 圖 32 變換器的控制框示意圖 一般設(shè)計控制器時，希望 校正后的系統(tǒng)初始幅頻特性大于零且具有一定的幅值裕度和相位裕度（ 45176。由系統(tǒng)小信號模型得到的系統(tǒng)是高階的，開環(huán)傳遞函數(shù)有多個零極點(diǎn)。 根據(jù)本章參數(shù)設(shè)計， LLC 諧振變換器選用 EE42/21/15，材料為 PC40，原邊繞組和副邊繞組為 AWG29 的銅線，直徑為 ，原邊匝數(shù)為 4 4 股并繞，繞制 4層，副邊匝數(shù)為 8 股并繞，繞制 2層。因此，只有選取合適變壓器繞制方法，才能獲得所需比例的勵磁電感和漏感。諧振頻率 fs和最大工作頻率 fmax以及驅(qū)動信號死區(qū)時間 TD 由于開通電壓低于輸入電壓， CHB 上能量較少，但是在空載條件下工作開關(guān)頻率通常遠(yuǎn)遠(yuǎn)要高于容性區(qū)域的頻率，因此加在開關(guān)上的損耗可能會引起開關(guān)管的過熱。 （ c）遠(yuǎn)離分界線的情況。而在死區(qū)時間內(nèi)變換器工作狀態(tài)實(shí)際上是相當(dāng)復(fù)雜的。所以為了使變換器具有很好的軟開關(guān)特性，變換器必須工作在感性工作模式下。此外，在 t1時刻， D1的電流和電壓由于 Q2的開通被迫突降為零，很短時間內(nèi)承受很高的 dv/dt 沖擊，這對開關(guān)管來說是很危險的。諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電流滯后于輸入電壓的頻率區(qū)域稱為感性區(qū)域，而諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電流超前于輸入電壓的頻率區(qū)域稱之為容性區(qū)域，而諧振區(qū)域的分界線將會在第三章中做出分析。在 t8時刻，諧振電流和勵磁電流相同，此時輸出整流二極管 D3的電流變?yōu)榱?，即?ZCS 軟關(guān)斷。諧振電流在 Q2和諧振腔內(nèi)循環(huán)流動。此時只有諧振電感 Ls和諧振電容 Cs參與諧振。 M1：從 t0時刻起， Q1處于導(dǎo)通狀態(tài)， D3處于自然關(guān)斷狀態(tài)，輸出被變壓器隔離。 從 t8時刻開始，電路進(jìn)入下一個周期。直到 t6 時刻勵磁電流和諧振輸入電流相等， D4關(guān)斷。但從過程來看，諧振輸入電流是以高 di/dt 的速率下降。 sss CLf ?2 1? smsm CLLf )(21?? ? 與此相對應(yīng)的角頻率為 sss CL1?? smsm CLL )(1??? 因此， LLC 串聯(lián)諧振變換器與串聯(lián)諧振變換器相比，它不僅可以工作在 ffs（ Buck）和 f=fs的頻率區(qū)間內(nèi)，而且它可以工作在 fmffs（ Boost）的頻率區(qū)間之內(nèi)。D2和 C1amp。 （ 4）從輸出整流二極管反向恢復(fù)情況看，不對稱半橋變換器輸出 整流二極管是硬關(guān)斷，反向恢復(fù)嚴(yán)重，損耗較大；而 LLC 諧振變換器輸出整流二極管 ZCS軟關(guān)斷，損耗較小，提高變換器效率。 下面從以下幾個方面比較兩種變換器進(jìn)行比較： （ 1）在電路結(jié)構(gòu)上， LLC 半橋串聯(lián)諧振變換器相對不對稱半橋變換器，無須濾波電感，可以直接采用電容濾波，降低變換器體積，有利于功率密度提高。移相 PWM 控制方式利用開關(guān)管的結(jié)電容和高頻變壓器的漏電感作為諧振元件，使開關(guān)管達(dá)到零電壓開通和關(guān)斷。 LLC 串聯(lián)諧振變換器采用調(diào) 頻控制方式（ PFM），即橋臂上下兩個開關(guān)管占空比不變，接近 50%；同時這兩個開關(guān)管工作頻率根據(jù)工作狀態(tài)來調(diào)節(jié)，當(dāng) Q1關(guān)斷，諧振電感 Ls、諧振電容 Cs和勵磁電感 Lm一起諧振，使 Q2輸出電容 C2上電壓變?yōu)榱?，然?D2導(dǎo)通，為 Q2的 ZVS 創(chuàng)造條件。 河海大學(xué)文天學(xué)院學(xué)士論文 7 串并聯(lián)諧振變換器 圖 17 串并聯(lián)諧振變換器 如圖 17給出 LCC串并聯(lián)諧振變換器原理圖。濾波電感 L0上電壓在一個周期內(nèi)平均為零，所以輸出電壓 V0 為全波整流后電壓的平均值。 其缺點(diǎn)在于： 輕載時電路工作頻率很高；調(diào)節(jié)范圍比較差，不適合用于設(shè)計輸入電壓范圍較寬的電源；在輕載或者空載情況下，輸出電壓不可調(diào)；輸出直流濾波電容須承受較大電流脈動。諧振電感 Ls和諧振電容 Cs構(gòu)成串聯(lián)諧振回路，負(fù)載與諧振回路串聯(lián)在一起，諧振回路和負(fù)載構(gòu)成分壓電路，直流電壓增益不會超過 1，當(dāng)電路工作在諧振頻率時，諧振回路阻抗最小，輸入電壓全部加在負(fù)載上，此時增益最大。 河海大學(xué)文天學(xué)院學(xué)士論文 4 諧振變換器與諧振電源 諧振變換器是以諧振電路為基本變換單元，利用諧振原理，使開管器件中電流或電壓按正弦或準(zhǔn)正弦規(guī)律變化，在開關(guān)管電流自然過零后關(guān)斷開關(guān)管；或在開關(guān)管電壓為零后開通開關(guān)管，從而實(shí)現(xiàn) ZVS 或 ZVS，降低開關(guān)損耗。 傳統(tǒng)解決硬開關(guān)中開關(guān)損耗的方法就是增加緩沖電路使開關(guān)管開通時電流緩慢上升和關(guān)斷時電壓緩慢上升，從而改變開關(guān) 軌跡，降低開關(guān)過程中開關(guān)損耗。它共有三個電路方案：其中一個方案可以采用 N 溝 MOSFET。 因此，其轉(zhuǎn)換效率始終沒有突破 90%大關(guān)。因?yàn)楫?dāng)時 MOSFET 的開關(guān)速度還不夠快，大幅提高頻率使 MOSFET 的開關(guān)損耗驅(qū)動損耗大幅度增加。對其性能要求越來越高。通過實(shí)驗(yàn)證明了 LLC諧振變換器具有軟開關(guān)特性，電路結(jié)構(gòu)簡單、效率高，可以實(shí)現(xiàn)高頻化和高功率密度，電路的輸入電壓范圍和輸出功率范圍較寬以及輸出整流二極 管電壓應(yīng)力較低等優(yōu)點(diǎn)。 ，建立數(shù)學(xué)模型，運(yùn)用 MATLAB 仿真證明理論 分析的正確性。最后，搭建 220V40A 全橋 LLC諧振變換器實(shí)驗(yàn)平臺，驗(yàn)證理論分析的正確性和設(shè)計方法的合理性。 本文首先對諧振變換器基本分類和工作過程進(jìn)行歸納總結(jié)，并與傳統(tǒng) PWM變換器進(jìn)行對比，總結(jié) LLC 諧振變換器主要優(yōu)點(diǎn)；詳細(xì)討論 LLC 諧振變換器工作在各個開關(guān)頻率區(qū)域內(nèi)工作過程和工作原理，分析變換器工作在容性區(qū)域內(nèi)的缺點(diǎn)和危害性以及輕載情況下的工作狀況。智能機(jī)型配有 RS485接口，可與配套監(jiān)控模塊、 PC機(jī)、 PLD 等其它智能設(shè)備連接，完成遠(yuǎn)端監(jiān)控，實(shí)現(xiàn)電源系統(tǒng)四遙功能。而如今半磚的 DC/DC 輸出功率已達(dá) 到 300W，轉(zhuǎn)換效率高達(dá) %。第一代系美國 VICOR 公司的有源箝位ZVS技術(shù)，其專利已經(jīng)于 2020 年 2 月到期。 為了讓磁能在磁芯復(fù)位時不白白消耗掉，一位美籍華人工程師于 2020 年申請了第三代有源箝位技術(shù)專利，并獲準(zhǔn)。硬開關(guān)技術(shù)存在以下缺陷： （ 1）開通和關(guān)斷耗大：開關(guān)器件的電壓和電流交疊形成的開關(guān)損耗隨著開關(guān)頻率增加而增加。 隨著電源技術(shù)深入發(fā)展，市場競爭激烈加劇。C2為其體內(nèi)二 極管和輸出電容。而串聯(lián)諧振變換器比較 嚴(yán)重的問題是輕載下需要較高開關(guān)頻率保持輸出電壓不變。C2 是其體內(nèi)二極管和輸出電容，雖然諧振電感 Lp 和諧振電容 Cp 串在一起，但是負(fù)載是和諧振電容并在一起的。圖 1 16 分別給出并聯(lián) 諧振變換器的主要工作波形和變換器增益曲線。 圖 18 串并聯(lián)諧振變換器的主要波形 圖 19 串并聯(lián)諧振變換器電壓增益曲線 LCC 串并聯(lián)諧振變換器的優(yōu)點(diǎn)在 于： 原邊 MOS管實(shí)現(xiàn) ZVS 開通；電路的工作頻率變化范圍比較窄；輸出電流有效值較低；當(dāng)負(fù)載變輕或者空載時，變換器偏向于并聯(lián)諧振變換器特性，通過調(diào)節(jié)開關(guān)頻率能在較寬輸入電壓范圍內(nèi)調(diào)節(jié)輸出電壓。 LLC 串聯(lián)諧振變換器自身的缺點(diǎn)在其他三種電路中也是存在的。 針對上述問題，常見的解決方法是在變壓器原邊串接一個飽和電感 Ls，擴(kuò)大變換器的零電壓開關(guān)范圍 [1119]。而 LLC 諧振變換器由于采用變頻控制方式，不存在寬輸入電壓范圍內(nèi)占空比丟失的情況，實(shí)際上隨著輸入電壓增大諧振回路電流峰值在減 小，開關(guān)管開關(guān)損耗在減小，在一定開關(guān)頻率范圍內(nèi)， LLC 半橋串聯(lián)諧振變換器效率隨著輸入電壓升高而上升，適合用于輸入電壓寬的場合。電路有以下元件構(gòu)成：構(gòu)成橋臂上下兩功率 MOS 管 Q1amp。而 LLC 諧振變換器中并聯(lián)諧振電感與串聯(lián)諧振電感屬于同數(shù)量級別，勵磁電感參與諧振，變換器工作頻率可以低于 LsCs 的串聯(lián)河海大學(xué)文天學(xué)院學(xué)士論文 12 諧振頻率，但一 定要大于 LsLmCs的串并聯(lián)諧振頻率。 M2：在 t1時刻，開關(guān)管 Q2體內(nèi)二極管 D2導(dǎo)通續(xù)流，進(jìn)一步為 Q2的 ZVS 開通提供條件，此時能量繼續(xù)傳輸給副邊。在 t4時刻，開關(guān)管 Q2關(guān)斷。 M8：在 t7時刻，諧 振輸入電流諧振過零變?yōu)檎?，開關(guān)管 Q1為 ZVS 開通。 河海大學(xué)文天學(xué)院學(xué)士論文 15 工作于 fmffs 區(qū)間 (Boost)主要工