【正文】 q 法應用最早適用于三相對稱且無畸變的公用電網(wǎng) 法不僅適用于三相不對稱公用電網(wǎng)而且對電網(wǎng)電壓畸變也有效 基于同步旋轉(zhuǎn) park 變換的 dq 法簡化了對稱無畸變情況下的電流增量檢測同時也適用于不對 稱有畸變情況下的電流增量檢測基于瞬時無功功率理論的檢測法具有較好的實時性在三相電路中得到了廣泛的應用但其使用的乘法器多計算量大調(diào)整困難難以保證檢測精度而且不能用于單相電路目前該方法在三相 APF 的電流檢測方法中占據(jù)了主導地位 假設三相電路中的電壓和電流瞬時值分別為和采 用變換矩陣將它們變換到α β兩相正交坐標上有 令 31 則三相電流電壓信號可以變換為α β坐標系中的相量即 32 33 圖 42 αβ坐標系中的電壓和電流矢量 在圖 42 中的αβ坐標系中將與分別合成為電壓矢量 u 和電流矢量 i 如式 34 44 式中 ui 別為矢量的幅值φ eφ i 分別為矢量的相角三相電路瞬時有功電流和瞬時無功電流分別為矢量在矢量及其法線上的投影即 45 式中φ為相量和相量之間的夾角φ φ eφ i 三相電路瞬時有功功率 p 或瞬時無功功率 q 為電壓相量的模與三相電路瞬時有功電流 或三相電路瞬時無功電流 的乘積即 46 將式 3435 以及φ φ eφ i 代入 36 可得以下矩陣表達式 47 其中 將 4142pq 對于三相電流的表達式 48 由 48 可知三相電路瞬時有功功率就是三相電路的瞬時功率 傳統(tǒng)理論中的有功功率無功功率等都是在平均值基礎乘相量的意義上定義的它們只適用于電壓電流都是正弦波的情況而瞬時無功功率理論中的概念都是在瞬時值的基礎上定義的所以不僅適用于正弦波還適用于非正弦波 和倒可過度過程的情況其實從以上各定義來看瞬時無功功率理論中的概念在形式上和傳統(tǒng)理論非常相似可以看成是傳統(tǒng)理論的推廣和延伸 基于瞬時無功功率理論的檢測法在檢測無功電流時可以無延時地檢測出結果而在檢測諧波電流時由于被檢測對象電流中諧波的構成和采用的濾波器不同會有不同的延時但最多不超過一個周期對于電網(wǎng)中最典型的諧波源如三相橋式整流器其檢測延時約為 16 周期具有很好的實時性 pq 檢測法 該檢測方法的框圖如圖 42 所示圖中上標 1 表示矩陣的逆 pq 檢測法根據(jù)定義計算出 pq 再經(jīng)低通濾波器得到 pq 的直流分量 由于當電網(wǎng)電壓無畸變時為基波有功電流與電壓作用產(chǎn)生 互為基波無功電流與電壓作用產(chǎn)生故通過 pq 的直流分量便可以檢測出電流的基波分量與與 49 最后將與與相減便得到的諧波分量如圖 42 所示 當 APF 同時用于補償諧波和無功功率時就需要同時檢測出諧波和無功電流在這種情況只需斷開圖 43 中計算 q 的通道即可這是由 p 的直流分量即開檢測出基波的有功分量 f 為 圖 43 pq 運算方式的原理圖 410 將與 f 相減即可得出的諧波分量和基波無功分量之和 當 電網(wǎng)電壓有畸變時采用 pq 算法會使得計算所得到的諧波電流與實際的諧波電流之間存在差別 ipiq 電流檢測法 根據(jù)瞬時無功功率理論可推導出瞬時有功電流和瞬時無功電流的表達式為 411 其中 由上式可得出電流檢測法原理如圖 44 所示 44 檢測法原理 該方法中需要與 A相電網(wǎng)電壓同相位的正弦信號 sin ω t和對應的余弦信號cos ω t它們由一個鎖相環(huán) PLL和一個正余弦信號發(fā)生電路得到其中 PLL主要起同步作用當檢測到過零上升的時啟動正余弦表包括 cos ω t 的值使其形成一個矩陣 C根據(jù) 411式計 算出在經(jīng)過 LPF濾波可得出的直流分量這里是由產(chǎn)生的因此由反變換計算出為 412 圖 44 只是檢測諧波電流時的情況當檢測諧波和無功電流之和時只需 斷開圖 34 中的通道即可由即可計算出被檢測電流的基波有功分量為為 413 將與相減即可得出的基波分量和基波無功分量 與 pq 檢測法相 檢測法不僅適用于三相不對稱公用電網(wǎng)而且對電網(wǎng)電壓畸變也有效 dq 檢測法 dq 檢測法的原理如圖 44 所示先將瞬時三相電流變換到 dq 坐標上為 414 d 軸電流直流分量 id 與負載基波有功功率相對應 q 軸電流直流分量與負載基波無功功率相對應 d 軸電流交流分量 id 和 q 軸電流交流分量分別與高次諧波的有功功率和無功功率相對應故 id 和經(jīng)低通濾波器 LPF 后即得到與基波對應的有功分量和無功分量 0 軸分量與基波不對稱功率相對應 圖 45 dq 檢測法原理圖 當用低通濾波器 LPF濾除所有交流諧波后其直流成分通過 dq反變換即可得基波電流用減去即可得到三相諧波電流當還要檢測出無功電流時只需斷開圖 45中通道即可與 檢測法相比基于同步旋轉(zhuǎn) Park變換的 dq法簡化了對稱無畸變情況下的電流增量檢測同時也適用 于不對稱有畸變情況下的電流增量檢測 43 主電路設計 系統(tǒng)主電路結構 由于本文所設計的有源電力濾波器主要是針對三相三線制接線的負荷因此我們設計的 APF 也需要采用三相三線制主電路圖 46 所示為三相三線制 APF 的主電路結構 圖 46 并聯(lián)型 APF 的主電路結構 主電路參數(shù)的設計 1 直流側電壓的確定為了能夠有效的對諧波進行補償直流側電壓需 要滿足式 415 的要求即最小應該大于交流側相電壓峰值的 3 倍否則 可能發(fā)生補償電流不按要求變化的情況 在此基礎上越大變化越快但是過大將使裝置容量增加且 器件的耐 壓要求很高一般有 415 本文選取 800V 2 交流側電感的確定電感值越小變化越快值越大變化越慢對諧波電流進行有效補償通常要求 416 其中 417 為補償指令電流信號最大值又取 03～ 04時諧波補償?shù)男Ъ驯疚闹羞x取 LC＝1mH 3 補償裝置容量 SC 的確定變流器的容量與補償電流大小有關即與補償對象的容量和補償?shù)哪康挠?關 SC 可由下式確定 418 在只補償諧波時 IC ILH 對于三相橋式全控整流器 IL≈ ILH 故補償容 量約為補償對象容量的 25 當在補償諧波的同時還需要補償無功時要求的容 量將比只補償諧波時大并且與三相整流橋的最大觸發(fā)延遲角有關 4PWM 變流器開關時間的確定經(jīng)過分析可以得出如下結論越長越大越短紋波越小的長短還決定了變流器能補償?shù)闹C波最高及對開關器件工作頻率的要求設開關器件所支持的最大開關頻率則有 419 對于 20KHz 的開關器件有 ≥ 50ms 本文中開關頻率為 128KHz 開關器件的選擇及其外圍電路設計 作為有源電力濾波器逆變器的核心元件即開關器件有幾種可供選擇的器件如 MOSFET管 IGBTGTOIGCT以及 IEGT等它們的選擇首先應滿足開關頻率和器件容量的要求當單個器件無法滿足容量要求時可考慮采用器件的串并聯(lián)或主電路的多重化等方法其次再考慮它們的價格器件的種類確定后再確定其額定參數(shù)其中額定電壓由直流側電 壓決定并考慮適當?shù)陌踩Ａ款~定電流由補償電流決定本系統(tǒng)選擇選擇耐壓為 1200 V 限流為 50A的 IGBT 作為三相全控橋電路的開關器件 智能功率模塊 IPM Intelligent Power Module 是由絕緣柵雙極型晶體管 IGBT 單元構成的其具有集成度高體積小的特點其內(nèi)部不僅封裝了門極驅(qū)動控制電路而且還有故障檢測電路和各種保護電路能實現(xiàn)過熱保護過流保護短路保護及控制電源欠壓保護等功能 高速低功率的 IGBT 芯片和優(yōu)選的門極驅(qū)動及保護電路構成的 IPM 具有開關速度快功耗低的特點 IPM 內(nèi)置的驅(qū)動和保護電路使系 統(tǒng)硬件簡單可 靠縮短了系統(tǒng)開發(fā)時間也提高了故障下的自保護能力模塊中每個 IGBT 的 驅(qū)動電路設計了最佳驅(qū)動條件與普通 IGBT 模塊相比 IPM 在系統(tǒng)性能及可靠性方面都有進一步的提高 本文設計的系統(tǒng)使用日本東芝公司生產(chǎn)的 IPMMIG50Q7CSA0X作為 PWM變流器的主電路在 IPM模塊內(nèi)部封裝了 7個 IGBT工作在 1200V50A條件以下其內(nèi)部結構如圖 37 所示 圖 47 IPM 模塊 MIG75Q7CSA0X 內(nèi)部結構圖 IPM 驅(qū)動電路設計 IPM 對驅(qū)動電路的輸出電壓要求嚴格具體如下 1．驅(qū)動電壓的范圍為 1 士 10 15V 電壓低于 135V 將發(fā)生欠壓保護電壓高于 165V 將可能損壞內(nèi)部部件 2．驅(qū)動電壓相互隔離以避免地線噪聲干擾共需 4 組獨立驅(qū)動電源上橋臂側3 組獨立下橋臂側 1 組公用 3． IPM 接口電路須采用光耦光耦輸出腳和 IPM 引腳之間的走線應盡量短 要采用具有高共模抑制比的高速光耦 4．驅(qū)動電流可以參考器件給出的 20kHz 驅(qū)動電流要求根據(jù)實際的開關頻率加以修正 PWM 驅(qū)動電路所提供的 6 路 PWM 信號經(jīng)過 IPM 模塊轉(zhuǎn)化成適合驅(qū)動 IGBT 的柵極電流從而控制三相全控橋電路的工作因為 DSP 開發(fā)板上集成的 PWM輸出端口光耦電源為 5V 而 IPM 驅(qū)動電源需要 15V 所以需要進行相應轉(zhuǎn)換開 發(fā)板 PWM 輸出雖然已經(jīng)使用高速光耦 6N137 進行隔離但由于光耦均由同一5V 電源供電因此 6路 PWM輸出信號共地在接入 IPM前需要再經(jīng)過一組高速光耦 進行隔離上橋臂三路驅(qū)動電路除各自使用一個獨立的 15V 電源外其余完全相同其中上橋臂一路 U 驅(qū)動電路如圖 38 所示 圖 38 IPM 上橋臂 U 相驅(qū)動電路 下橋臂三路驅(qū)動電路除共用一路 15V 電源外其余與上橋臂驅(qū)動電路相同在內(nèi)置制動單元的 IPM 中當不使用制動時應將輸入端子 IN B 接 20k 的上電 阻連于 15V 否則 dV／ dt 可 能引起誤動作并將 B 端子接到 N 或 P 電位上免 在懸空狀態(tài)下使用 另外電源上電時應先接通控制電源 15V 然后再加主電源如果先上主電 源則可能在保護功能還未起作用時 IPM 已損壞 IPM 保護電路設計 IPM 內(nèi)建的保護電路可以提供 4 種保護功能過流保護 OC 短路保護 SC 欠壓保護 UV 和過熱保護 OT IPM 的內(nèi)部電流傳感器不斷地檢測通過 IGBT 的電流當電流超過過流門限 OC 并持續(xù) 5 μ s 以上時或超過短路門限 SC 時保護電路關斷 IPM 同時輸出一個故障信號低電平當 IGBT電流降到過流門限 OC以下并持續(xù) 2ms時保 護電路撤銷封鎖 IGBT 繼續(xù)正常工作 IPM內(nèi)部控制電路使用隔離的 15V直流電源如果該電源降到欠壓門限 Uvt約12V 以下并持續(xù) 5 μ s 以上時 IPM 被關斷并發(fā)出故障信號低電平當電壓回升到Uvr 約 125V 以上時 IPM 恢復工作 安裝在 IPM 底板的溫度傳感器監(jiān)測底板溫度當溫度上升到過熱門限 OT 通 常是 110℃以上時輸出故障信號保護電路工作并一直持續(xù)到過熱結束 95 ℃以下在功率驅(qū)動電路中保護電路是必不可少的完善的系統(tǒng)保護不能只依靠 IPM的內(nèi)部保護功能需要輔助外圍的保護電路電路 IPM內(nèi)部的保護電路在 IPM發(fā)生故障時會通過 故障輸出引腳輸出一個故障信號外圍的保護就是基于對故障信號的處理 如圖 49 所示 IPM 的故障輸出信號經(jīng)過光耦隔離輸出進入 4 輸入端與門 最終接 DSP中控制 PWM輸出的 PDPINTA引腳一旦四路故障信號中任一路有輸 出 DSP 的 PWM 輸出將復位為高阻狀態(tài)從而封鎖 IPM 的控制信號關斷 IPM 起到保護作用 圖 49 IPM 保護電路圖 44 控制系統(tǒng)設計 并聯(lián)型有源電力濾波器的目的是控制逆變器