【正文】 使其輸出電流跟蹤所需補償的非線性負荷的諧波電流目前有源電力濾波器的輸出電流控制方法主要有三角載波線性控制法滯環(huán)比較控制法無差 拍控制法電壓矢量控制法等下面先對幾種電流控制方法做簡單的介紹再著重介紹本文采用的控制方法的具體設計 流控制方法 滯環(huán)比較控制法原理如圖 410 所示該方法的基本原理是以補償電流信號的參考值為基準設計一個滯環(huán)帶當實際的補償電流欲離開這一滯環(huán)帶時逆變器開關動作使實際補償電流保持在滯環(huán)帶內圍繞其參考值上下波動該方法把補償電流的指令信號與實際的補償電流信號進行比較兩者的偏差 △作為滯環(huán)比較器的輸入通過滯環(huán)比較器產生控制主電路開關的 PWM信號該 PWM信號經驅動電路來控制開關的通斷從而控制補償電流的變化 圖 410 滯環(huán)電流控制法原理與輸出特性圖 由其基本原理可知系統(tǒng)的開關頻率響應速度和電流跟蹤的精確度均受滯環(huán)帶的影響當滯環(huán)帶窄時響應速度快精確度高但開關頻率也較高導致開關損耗增加該方法的主要缺點是調制頻率隨輸入信號變化給濾波器的設計帶來困難另外造成較大的脈動電流和開關噪聲對于無中線連接的三相逆變器三相間的控制不獨立會產生相間干擾針對基本滯環(huán)控制的上述缺陷很多近期的研究文章提出了各種改進措施如在基本滯環(huán)控制中使用電流解相技術解決三相之間的相間干擾問題推薦一種常頻變帶寬的滯環(huán)控制方法等這些方法使滯環(huán)控制有了很大 的改進 三角波控制 三角波控制方法的原理如圖 411 所示它是最簡單的一種控制方式它是將指令電流與補償電流的偏差△經放大器 A 放大后再與三角波比較所得到的矩形脈沖作為變流器各開關元件的控制信號從而在變流器輸出端獲得所需的波形放大器 A 往往采用比例放大器或比例積分放大器這樣組成的一個控制系統(tǒng)是基于把△控制為最小來進行設計的該方法較適合模擬電路控制 圖 411 三角波控制方法原理圖 該控制方法的優(yōu)點是動態(tài)響應好開關頻率固定實現電路簡單缺點是輸出波形中含有與三角載波相同頻率的諧波跟隨誤差較大開關損耗較大且開關頻率固定在大功率應用中受到限制 無差拍控制 該控制法是一種采用數字技術實現的預測控制方法它以電流誤差等于零為目標根據第 K 個時刻的補償電流參考值和實際值計算第 K1 時刻的電流參考值及各種開關狀態(tài)下的逆變器電流輸出值選擇使電流誤差最小的開關模式作為第 K1時刻的開關狀態(tài)該方法的優(yōu)點是能夠快速響應電流的突然變化特別適合快速暫態(tài)控制缺點是計算量大而且對系統(tǒng)參數依賴性較大近年來隨著微機控制技術的不斷發(fā)展以及數字信號處理器 DSP 運算速度的不斷提高無差拍控制法及其它快速優(yōu)化控制法在有源濾波器中得到進一步的應用 基于空間矢量的電壓控制 前面的三種方法都是對 APF 的電流進行跟蹤控制而本節(jié)要介紹的控制方法是通過控制有源電力濾波器的輸出電壓使其輸出電流跟蹤參考電流的變化因此該控制方法稱為電壓控制方法目前用于 APF的電壓控制方法很多如空間矢量 PWM控制預估電流 PWM控制無差拍 PWM控制自適應 PWM控制等本節(jié)將主要介紹本文所采用的控制策略基于空間矢量的電壓控制圖 312為 APF的三相電壓逆變器的等值電路由此電路可得相關計算方程 圖 412 三相電壓逆變器等值電路 根據本章有源電力濾波器的原理圖可得 420 其中 LR 分別表示有源電力濾波器的等效電感與電阻為電壓矢量為參考電流矢量控制目標為 由上式可得參考電壓變換到α β坐標系的矩陣表達式為 421 在分析過程中可將三相六開關視為理想開關元件它們的通斷控制用相應的開關函數描述定義開關函數 1VTi 開通 VT3i 關斷 Si i 123 422 將上式變換到α β坐標系可得 423 根據開關函數的取值可得 APF 逆變器的輸出電壓的α β分量如表 42 所示 在α β坐標系中如果令 為α β坐標系內的矢量則可根據表 32 在α β平面上繪出不同的開關狀態(tài)對應的電壓矢量如圖 413 所示 看到三相三線結構制逆變橋可以產生 8個輸出電壓矢量其中 6個矢量構成正六邊形的 6個頂而剩下的兩個電壓矢量為 0矢量如果逆變器直流測電壓足夠高則逆變器需要輸出的參考電壓矢量必位于圖 413 所示的正六邊形內由于逆變器能夠產生的電壓矢量只有 8 個因此在已知參考電壓矢量后通過逼近方法伏秒特性相等控制逆變器開 關使其產生的電壓矢量逼近參考電壓矢量 表 42 各開關的狀態(tài)及對應的α β電壓分量 狀態(tài) 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 0 2 1 1 0 3 0 1 0 4 0 1 1 0 5 0 0 1 6 1 0 1 7 1 1 1 0 0 由圖 413 可知該空間矢量圖劃分為 6 個扇區(qū)圖中各扇區(qū)內的數字表示這個扇區(qū)的編號 Ksec 根據二電平參考電壓矢量位于哪一個扇區(qū)選擇 3 個二電平開關矢量并控制它們的作用時間來等效參考電壓二電平矢量例如若兩電平參考電壓 矢量位于 0 扇區(qū)則可用 0 扇區(qū)三個頂點對應的空間矢量 Usv1Usv2Usv3 來逼近參考電壓矢量按照伏特特性相等的原則在實踐間隔 Ts 內需要逆變器輸出的參考電壓矢量 Uc三個空間矢量分別作用 T1T2T3的時間間隔則使總的伏特特性等于參考電壓矢量的伏特特性即 424 其中位于原點的二電平開關矢量 Usv1 對應兩個二電平開關狀態(tài) 000T和 111T 而另外兩個開關矢量都只有一個開關狀態(tài)與其對應在各扇區(qū)內二電平開關矢量選擇如表 43 所示 圖 413 三相三線制逆變器輸出電壓在α β平面內 的矢量 表 43 不同扇區(qū)內二電平開關矢量開關狀態(tài)的選擇 開關矢量 在不同扇區(qū)內對應的二電平開關狀態(tài) 0 1 2 3 4 5 Usv2 100T 010T 010T 001T 001T 100T Usv3 110T 110T 011T 011T 011T 101T Usv1 000T111T 由圖 413 可以看到各扇區(qū)的分界線要么為坐標軸α要么為傾斜角為 3 或 23的直線在傾斜角為 3 或 23 的直線上的β分量的幅值為α分量的倍利用參考電壓矢量的α分量和β分量直接判斷其所處的扇區(qū)并計算作用時間其中二電平參考電壓矢量扇區(qū)位置的判斷條件如表 44所示由表 44確定參考電壓矢量所處的扇形位置后利用伏秒特性等效原理采用該扇區(qū)三個頂點對應的空間矢量即逆變器所能產生的三個電壓空間矢量來逼近參考電壓矢量由式 412 可以得到開關矢量作用時間的計算公式 425 表 44 二電平參考電壓矢量扇區(qū)位置的判斷條件 判斷條件 0 ≤ ≥ 0 ≤ 0 0 ≤ 0 Ksec 1 0 2 4 5 3 425 由上式可知當已知后計算各開關矢量的作用時間就迎刃而解了 采用伏秒特性等效原則確定逆變器的開關矢量作用時 間逼近參考電壓矢量時如果參考電壓矢量作用時間 Ts 越小則逆變器輸出電壓在瞬時意義上越接近參考電壓矢量但是如果 Ts太小則逆變器開關頻率可能太高所以應該選擇合適的 Ts另外上述逆變器開關矢量存在兩個零矢量 000T和 111T選擇那個零矢量對輸出電壓雖沒有影響但是對逆變器內部開關器件的工作卻會產生影響合理選擇零矢量及兩個零矢量的作用時間可以減小開關器件的損耗減小開關器件在開關過程中的過電流和過電壓 45 直流側電壓的控制 直流側電容電壓的控制方法 由于 APF在工作時的能量損耗會引起其直流側電容電壓降低為保 證 PWM逆變器正常工作 Uc 應該維持恒定對直流側電壓進行控制的傳統(tǒng)方法是為直流側的電容再提供一個單獨的直流電源一般是通過一個二極管整流電路來實現這種方法雖然能夠達到控制直流側電容電壓的目的但需要另外設計一套電路增加了整個系統(tǒng)的復雜程度從而增加了系統(tǒng)的成本損耗等實際研究表明直流側電容電壓的控制只需通過對主電路進行適當的控制即可實現當然如果要求對短時有功 沖擊 進行補償必須采取傳統(tǒng)的方法通常將直流側電容電壓與給定參考電壓的差經過比例積分 PI 換屆后的輸出疊加到 APF 參考電流的有功電流分量中完成對電容電壓的控制維持電 容電壓的控制環(huán)如下圖所示 圖 414 維持直流側電容電壓的控制環(huán) 和交流側的能量交換 在并聯(lián)型 APF 中分別用表示電源的瞬時有功功率和瞬時無功 功率表示交流側的瞬時有功功率和瞬時無功功率表示負載的瞬時有功功率和瞬時無功功率由于負載電流中存在著諧波中含有交流分量即分別由直流分量和交流分量構成 在本論文中 APF 只用于補償諧波在這種情況下滿足 426 則 427 由 427 可知此時電源只需提供負載所需的瞬時有功功率和瞬時無功功率的直流分量它們所對應的電源電流等于負載電流的基波分量而 APF 的瞬時有功功率的 PA 平均值等于零使得直流側電壓保持不變但因 PA 中有交流成分所以 Uc 會隨 PA 的波動而波動 若希望上升例如在 APF 投入運行時使迅速上升建立的過程只需令 PA Δ p 0即可Δ p eΔ ip此時 APF從電源得到能量持續(xù)向其直流側傳遞使 Uc上升在實際電路中器件耐壓有限由此限制了 Uc 的允許值使其不能無限上升反之若 PA Δ p 0時例如電路中有損耗或 APF 向外 地傳遞能量直流側電容上能量將減小使得 Uc 值下降 Uc 的變化幅度除了能量傳遞的多少有關以外還和電容量有關若已確定 APF的補償目的和允許的 Uc 波動范圍即可確定電容器的電容量這是確定 APF 直流側電容的基本思想 46 本章小結 本章主要介紹的并聯(lián)型有源電力濾波器諧波檢測系統(tǒng)控制系統(tǒng)以及主電路及其外圍電路的設計以及相關諧波檢測方法和控制電流產生方法的分類介紹以及比較和直流側電壓的控制 第五章 仿真 51 負載電流發(fā)生模塊 非線性負載是電網中主要的諧波源非線性負載種類較多如三相二極管整流橋三相可控硅整流橋電弧爐 空調電視機變壓器等本文采用的三相不可控二極管作為諧波源來進行 APF 的研究其仿真電路圖如圖 51 所示 圖 51 三相不可控整流器電流發(fā)生模塊 上述仿真圖中相關參數均采用第一章中所選三相不可控整流器的器件參數詳見第一章其中仿真并設置仿真算法為仿真算法選擇 ode23tbstiffTRBDF2 仿真時間為 02s 最大仿真步長 1e6 最小仿真步長 auto 負載電流仿真圖如下圖所示 圖 52 導通較為 0176。 a7 72021176。 a7 0176。和 30176。 v≥ 11 K5 00679K5 00272 Kv 0a5 229176。 v≥ 11 K5 00248K5 00066 Kv 0176。的電壓電流波形 由上圖可知電流中存在大量的諧波當導通角為 0 度時負載電流與電源電壓同相負載電流中僅包含諧波電流當導通 角為 30 度時負載電流滯后與電源電壓負載電流中既含有諧波電流也含有無功電流 52 指令電流發(fā)生模塊 指令電流發(fā)生模塊如圖 53 所示在該模塊中完成諧波和無功電流的提取模塊輸入量分別為單相電源電壓信號和三相負載電流信號其中電壓信號經過鎖向環(huán)后得到 sinwt 和 coswt 信號它與電流信號分別經 abcipiq 變換和低通濾波器 LPF Lower Pass Filter 進行信號處理后再作 ipiqabc 逆變換得到基波有功電流基波有功電流與負載電流相減便可得到期望補償電流即輸出指令電流仿真模型如圖 53 所示 圖 53 指令電流發(fā)生 模塊 圖 51 中主電路采用一個 1GBT 和一個二極管反并聯(lián)形成其中 IGBT 可由 PWM信號控制 IGBT 直流側接一適當電容此處設定值 3310e6F 通過 PI 控制使其電壓達到給定值 1000V3RLC 模塊設定出線電感值為 5e3 三角波 比較法模塊實現電流跟蹤控制 三角波子系統(tǒng)的仿真實現是通過下圖實現的 圖 54 三角波子系統(tǒng)仿真模型 圖 53 中的 PWM Generator 工作原理如圖 55 所示即實現三角波控制功能 1Z模塊對信號進行采樣并進行一個采樣時間的延遲延遲環(huán)節(jié)的設置是為了消除仿真過程中可能出現的代數環(huán)問題而