千赫mosfet感應(yīng)加熱電源的電路設(shè)計-文庫吧在線文庫
【正文】 ，并且當(dāng)設(shè)備于高功率單元并聯(lián)時，可以對最小寄生電感取得實際有效的限制。如果阻塞器和MOSFET的功率損失足夠的小，可以認為是微不足道的，那么可以忽視頻率高出基本頻率值的那部分，儲能電路功率可以表達為： 圖基本的電流反饋逆變器圖儲能電路iL的波形其中，是儲能電路兩端的電壓峰值，并且但在100千赫的頻率下，損耗是相當(dāng)大的，例如，一個10nF的電容與1電阻串聯(lián)，電阻器的發(fā)熱提取和電阻的安裝問題，使其連接線較短，電感較低。在電容和MOSFET要求導(dǎo)線長度短，這并不困難。和L39。其表達式為：從圖5中的濾波器ZF的阻抗軌跡圖可以看出，并聯(lián)諧振頻率為w1，串聯(lián)諧振頻率為w2。組合系列并聯(lián)的諧振電路電感L構(gòu)成的（見圖6。由此V1的一個函數(shù)表達式為：其中，Ws是角開關(guān)頻率。這種變化是必要的，因為工作線圈的電路參數(shù)在整個加熱回路中各不相同，同時儲能電路的諧振頻率也會由此發(fā)生改變。通過測量電抗器直流分量、線圈兩端的電壓分量、儲能電路諧振阻抗值，工作線圈的Q值由此可以計算。圖9(a)表明，MOSFET的端電壓不受振蕩的影響。Ls的估計可以從MOSFET漏源兩端到工作線圈兩端的基本組成元件的工作電壓比。在圖9（d）可以看出電感L“維持高次諧波的電壓。已獲得的實際波形顯示了過濾器的在這一方面的積極效果。這種方法的第二個缺點是在L 的額外損耗，雖然工作中使用了電腦Spice軟件包對電路L和LT在工件中的耦合情況進行軟件仿真分析研究，這個不足對高Q線圈和緊密耦合到負載的工作線圈的影響是非常小的。 在這個頻率條件下，Ls的電抗值要比4CDS的電抗值要低，例如,在140kHz時。但通過檢驗，難度就幾乎減半了。（波形在低電壓下，充分利用示波器的帶寬而取得）二元并聯(lián)諧振電路的諧振阻抗ZD為：要調(diào)整逆變器的頻率為儲能電路的共振頻率，這一頻率就發(fā)生變化，止動器的直流電流分量也將被監(jiān)視。顯示了矩形負載電流的基本組成部分。tDB的大小取決于MOSFET的通斷時間和驅(qū)動電路和功率電路元件的屬性值。當(dāng)橋型電路兩臂上的MOSFET處于導(dǎo)通時，另外兩臂上的漏源電容就與濾波器ZF元件組合系列和儲能電路并行連接。在MOSFET的漏源極之間連接一個小電容可以克服這個問題。系列組合，從而防止直流電壓在C的出現(xiàn)。濾波器ZF需要對開關(guān)頻率有最低阻抗，同時對高頻率的諧波有最大阻抗。如果單獨使用一個
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