【正文】 分方式，影響物理層反饋過程 物理層基本機制，幀長，調制，多址，信道編碼，功率控制，干擾控制等 同步： TDD 系統(tǒng)要求時間同步， FDD 在支持 eMBMS時才需考慮 TDD 與 FDD 空中接口指標要求完全相同 多天線： TDD 系統(tǒng)可基于上行估計下行 LTE 物理層主要性能指標 表 26 LTE物理層主要性能指標 7 發(fā)送帶寬 3MHz 5MHz 10MHz 15MHz 20MHz 子幀長度 子載波間隔 15KHz(MBMS 專用小區(qū) ) 抽樣頻率 FFT 大小 128 256 512 1024 1536 2048 資源塊 (RB)數(shù)量 6 15 25 50 75 100 占用子載波數(shù)量 73 181 301 601 901 1201 每 個 子 幀OFDM 符號數(shù)量 (短 /長CP) 14/12 OFDM符號長度 正常CP 第一個符號： ,其余符號 擴展CP CP 長度(us/抽樣 ) 正常CP ()’6, ()’1 ()’6, ()’1 ()’6, ()’1 ()’6, ()’1 ()’6, ()’1 ()’6, ()’1 擴展CP () () () () () ( LTE 的幀結構 [5]有 FDDLTE和 LDDLTE，由于該 設計是基于 FDDLTE 的幀結構進行展開設計的，這里著重介紹 FDDLTE 的幀結構： FDD 幀結構的每個無線幀長 ???? =307200*???? =10ms, 包含 20 個時隙，每個時隙長度為??????????=15360*????=。具體表 26 所示： 表 27 一個時隙中符號塊的具體資源粒 一個時隙中的符號塊 第 0 符號塊 第 1 符號塊 第 2 符號塊 第 3 符號塊 第 4 符號塊 第 5 符號塊 第 6 符號塊 資源粒數(shù)目（可用） 500 600 600 600 500 600 526 需添加的同步導頻參數(shù)資源粒的數(shù)目 100 ( 導頻數(shù)據(jù) ) 0 0 0 100 ( 導頻數(shù)據(jù) ) 0 74 (62 個同步數(shù)據(jù)+10 個 0) 同步數(shù)據(jù) : 說明，協(xié)議中定義添加 62 個同步數(shù)據(jù)，由于設計初期為了 FPGA算法實現(xiàn)方便 (64= 26),這里設為64 個同步數(shù)據(jù)，實際對整個基帶的處理并沒有影響。 令 ????=0，忽略矩形函數(shù)，并對信號 s(t)以 T/N的速率進行采樣，即令 t=kT/N(k=0,1,2… ,N1),得 ???? = ??.??????/ = ∑ ????exp ,j2???????? ???1??=0 (32) 與 IDFT 運算的表達式一致，說明 OFDM 復等效基帶信號可以用 IDF 的方法得到，同樣在接收端，恢復原始數(shù)據(jù)符號 ????的處理就可以用通過 ????進行反變換，即 DFT，得到 ???? =∑ ????exp (???2???????? )???1??=0 (0≤ i ≤ N?1) (33) 在 OFDM 系統(tǒng)的實際應用中，通常 采用 更加方便快捷的 FFT/IFFT[6]來降低運算復雜度 10 IFFT 和 FFT 的工作機制 設 x(n)為 N 點有限長序列，其 DFT 為 X(k)=∑ ??(??)???????????1??=0 k=0、 … 、 N1 (34) 通常 x(n)和 ????nk都是復數(shù)，因此一個 X(k)需要 N 次復數(shù)乘法和 N1 次復數(shù)加法 完成整個 DFT 運算則需要 ??2次復數(shù)乘法及 N(N1)次復數(shù)加法 ； 由于 DFT 的運算次數(shù)與 ??2成正比 , N 較大時 , 運算量非?？捎^ 。、 N1 (310) 對 (310)取共軛，得： x?(n)=1??∑ X?(??)???1??=0 ????nk (311) 則 x(n)=1??[∑ X?(??)???1??=0 ????nk]?=1??*DFT,X?(??)+? (312) IDFT 的實現(xiàn)先將 ??(??)取共軛，直接取 DFT,再取共軛，最后 1??，即可得到 x(n) 結論： DFT 和 IDFT 共用一個算法 DIT基 2FFT 算法 將 N=2??的序列 x(n)(n=0,1,… ,N1)先按 n 的奇偶分成兩組 { ??(2??) = ??1(??)??(2??+1) = ??2(??)?? = 0,1,…,??2 ?1 (313) X(k)=DFT[(n)]=∑ ??(??)????nk???1??=0 =∑ ??(2??)????2rk??1?1??=0 +∑ ??(2?? +1)????(2r+1)k??1?1??=0 = ∑ ??1(??)????2rk??2?1??=0 +????k∑ ??2(??)????2rk??2?1??=0 =??1(??)+????k??2(??) (314) X(k)= ??1(??)+????k??2(??) ?? = 0,1,…,??2 ?1 (315) X(k+??2)= ??1(??)?????k??2(??) ??= 0,1,…,??2 ?1 (316) 11 圖 33 時間抽選法蝶形運算流圖 ??1(??)與 ??2(??)分別為 ??1(??)及 ??2(??)的 N/2點 DFT 由此得出，一個 N 點的 DFT 分解成兩個 N/2 點的 DFT，又由 ⑤ 組合成一個 N 點 DFT，進一步將每個N/2 點子序列再按其奇偶部分分解為兩個 N/4 的子序列。 QAM 調制中，數(shù)據(jù)信號由相互正交的兩個載波的幅度變化表示。A為固定振幅， ????和 ????決定已調 QAM 信號在星座圖上的坐標點， QAM是幅度和相位聯(lián)合調制的技術，同時利用載波的幅度相位來傳遞信息比特，即 QAM 同時改變了載波的幅度和相位，是 ASK 和 PSK 的結合在最小距離相同的條件下實現(xiàn)更高的頻譜利用率。設其最大振幅為 AM，則 16PSK 信號的相鄰矢量端點的歐氏距離等于 ： 15 (325) 而 16QAM 信號的相鄰點歐氏距離等于 ： (326) d2和 d1的比值就 代表這兩種體制的噪聲容限之比。一般而言，歸一化都在發(fā)射端處理。 QAM 分為硬解調和軟解調。 Turbo 由來簡介 1993 年， ： turbo碼。輸出數(shù)據(jù)速率 是輸入數(shù)據(jù)速率的 1/2， 目的：降低誤碼率的同時提高傳輸效率。 … Endmodule 。 PCCC 編碼后的 鑿孔矩陣 ，根據(jù)實際系統(tǒng)的選擇進行鑿孔，這里以 16QAM 為例： 這里選擇鑿孔矩陣為 P= 210013； 即對應的打孔方案， bit0 bit1 bit2 … SYS RSC1P0 RSC2P0 圖 317 黑色底紋為刪除的 bit，白底為保留傳至 16QAM 的 bit 同時在 turbo 譯碼 之前 要進行反打孔的操作， 16QAM 傳至的數(shù)據(jù) ： I Q I … I Q I … SYS RSC1P0 RSC2P0 圖 318turbo 譯碼時反鑿孔的操作 開發(fā)、測試與 硬件 環(huán)境 表 35 開發(fā) 測試 環(huán)境 類別 標準配置 說明 開發(fā)環(huán)境 Matlab2021a 基于 OFDM 基帶原理，進行前級仿真 采用 verilog語言，進行 FPGA編程 針對 verilog腳本進行信號測試 測試環(huán)境 編寫或使用 testbench 測試 模塊測試和鏈條測試 使用數(shù)據(jù) ram 在 FPGA上測試 將 程序載入 硬件板上 ，采用XILINX自帶的 chipscope抓取數(shù)據(jù)進行測試 比對數(shù)據(jù) 將對逆的模塊進行聯(lián)調測試，編寫matlab 相應的程序進行數(shù)據(jù)比對 硬件環(huán)境 FPGA芯片 XC6SLX150T I1 Q1 I1 … I2 Q2 I2 … I1 Q1 I1 … I2 填充 0 I2 … 填充 0 Q2 填充 0 … 19 圖 319 主板正面 圖 320 主板背面 4 軟件設計 設計框架 圖 41 接收機 RTL 視圖 端口描述 表 41 接口說明 接口 說明 位寬 rst_n 復位信號，低電平有效 1 in_valid 接收機輸入數(shù)據(jù)使能位，高電平有效 1 in_config_valid FFT 模塊的配置使能位 1 clk_122_88 接收機輸入時鐘接口 1 clk_61_44 接收機輸入時鐘接口 1 in_im 接收機輸入虛部的接口 16 in_re 接收機輸入實部的接口 16 out_data 接收機輸出數(shù)據(jù)接口 1 out_valid 接收機輸出數(shù)據(jù)使能位接口，高電平有效 1 內部結構： 20 圖 42 接收機 模塊數(shù)據(jù)流動圖 接收機（無同步功能）分為四個模塊，分別是： FFT模塊， de_map模塊 ,de_qam模 塊 ,de_turbo模塊 。 編碼譯碼 編碼的定義 1 從功能角度： A)具有發(fā)現(xiàn)差錯功能的檢錯的檢錯碼，如循環(huán)冗余校驗 CRC 碼等 B)具有自動糾正差錯功能的糾錯碼，如循環(huán)碼中的的 turbo 碼 C)既能檢錯又能糾錯的信道編碼，最典型的是混合 ARQ，又稱 HARQ 2 從結構和規(guī)律上分 A） 線性碼：監(jiān)督關系方程是線性方程的信道編碼，稱線性碼。 1 A A?????????2 2 713 M MAdA??AM 16 解調： 圖 313 解調星座圖判決 如圖 313 所示 ，當接收到的復數(shù)信號在相應的 矩形區(qū)域中，就判決為其中對應的碼元，如圖中當接收到的復數(shù)信號落在矩形 ABCD 區(qū)域內，就判決為 1111。比如，信道編碼的增益問題，無論有無信道編碼，比特能量是一樣的，所以比較要以 Eb/No 為基準，而不是以進入信道前的符號能量 Es/No為基準。 16QAM,對應有 3 種不同的幅度和 12 種不同的相位 .每個點代表對應 16 進制數(shù)值出現(xiàn)時調制載波對應的幅度和相位 。、 M， M 為 ????和 ????的電平數(shù)。 1 3 0 0 子 載 波0 第 0 第 3 0 1 子 載 波 第 3 0 1 第 7 2 3 號 子 載 波 填 充 0 第 7 2 4 第 1 0 2 3 子 載 波3 0 1 6 0 0 子 載 波6 0 1 個 子 載 波 ( 包 含 0 號 子 載 波 )I F F T 長 度 為 1 0 2 40 圖 36 發(fā)射機映射圖 1 3 0 0 子 載 波0 第 0 第 3 0 1 子 載 波 第 3 0 1 第 7 2 3 號 子 載 波 填 充 0 第 7 2 4 第 1 0 2 3 子 載 波3 0 1 6 0 0 子 載 波6 0 0 個 子 載 波 ( 不 包 含 0 號 子 載 波 )F F T 長 度 為 1 0 2 4 圖 37 接收機映射圖 根據(jù)導頻和同步信號數(shù)據(jù)所對應的符號塊，進行 映射 ， LTE的導頻頻域間隔是考慮了典型多徑場景的相干帶寬 ，時間間隔是考慮了典型移動速率要求的相干時間以滿足解調質量，具體映射如表 31 和圖37： 表 3