【正文】 控制方式稱為單極性 SPWM 控制方式。在 ru 的正半周期間，給 T1始終施加開通控制信號，使其始終保持導通狀態(tài)，使 T T3始終保持關斷狀態(tài)，只控制 T4。 SPWM 波的生成與原理分析 自然采樣法生成 SPWM 波 自然法生成 SPWM 波又稱模擬電路法生成 SPWM 波，通常用模擬比較器比較生成 SPWM波，如果用信號正弦波作為比較器的同相端輸入信號，三角載波作為比較器的反相端輸入信號，便實現(xiàn)了自然法生成 SPWM 波，如圖 33 所示，比較器輸出經(jīng)死區(qū)形成電路即可生成帶死區(qū)的 SPWM 波。對于正弦波的負半周，也可以用同樣的方法得到 PWM 波形。當窄脈沖變?yōu)閳D 21d 的單位脈沖函數(shù)δ (t)時，環(huán)節(jié)的響應即為該環(huán)節(jié)的脈沖過渡函數(shù)。其總體框圖如圖 21 所示： 圖 31 總體框圖 單元電路的簡單介紹 SPWM 波的產(chǎn)生：主要采用 EG8010。節(jié)省能源與開發(fā)新能源，提高燃料的利用率與減少燃料燃燒產(chǎn)生的污染已成為必須解決的重要課題。將電壓環(huán)與電流環(huán)配合使用達到調(diào)節(jié)輸出電壓和補償電流特性的目的。 PI 控制以形式簡單、參數(shù)易于設計、理論成熟為特點，成為當前應用最為廣泛的控制方法。近年來，結合 DSP或單片機技術，通過編程算法可以滿足各種控制策略的要求，大大提高了 PWM 控制在逆變電源控制方面的應用效率 [3,4]。 （ 4）按照逆變器主開關器件的類型，可分為晶閘管逆變器、晶體管逆變器、場效應管逆變器、 IGBT 逆變器等。 現(xiàn)代的逆變技術種類很多，可以按照不同的形式進行分類，主要有如下幾種 : （ 1）按照逆變器輸出交 流的頻率，可以分為工頻逆變、中頻逆變和高頻逆變。 隨著風電技術的日趨完善，已經(jīng)形成一種富有活力的新興產(chǎn)業(yè)，并向產(chǎn)業(yè)化、設備大型化 、設備實用化、取能高度化、成本低廉化和開發(fā)多元化等方向發(fā)展。其中印度政府積極推動風能發(fā)展，積極鼓勵大型企業(yè)進行投資發(fā)展風電， 并 保持實施優(yōu)惠政策激勵風能制造基地，目前印度已經(jīng)成為世界第 5 大風電生產(chǎn)國。常規(guī)能源以煤、石油、天然氣為主，不僅資源有限，而且造成了嚴重的環(huán)境污染。 風力發(fā)電的發(fā)展概況 （ 1）國外發(fā)展現(xiàn)狀： 風力發(fā)電在歐洲發(fā)展最快，德國的風電發(fā)展處于領先地位，在近期德國制定的風電發(fā)展長遠規(guī)劃中指出，到 2025 年風電要實現(xiàn)占電力總容量的 25%，到 2050 年實現(xiàn)占總用量的 50%的目標。早期，山東，新疆等地引入國外風力發(fā)電機組開始我國風電場的運行試驗與示范。以下是風力發(fā)電的系統(tǒng)原理圖。日前的光伏發(fā)電系統(tǒng)多采用高頻變換方式，在國內(nèi)外的中小交流光伏系統(tǒng)中得到了普遍應用。 PWM 控制采用脈寬調(diào)制控制方式，它的優(yōu)點是控制靈活，實現(xiàn)簡單。新型的 PWM調(diào)制方法雖然可以在一定程度上改善光伏逆變器 5 的輸出電壓質量，減少波形畸變，但開環(huán)控制不可避免的具有很大的局限性 : ，總諧波畸變率高。 采用電壓瞬時值反饋或者電壓瞬時值內(nèi)環(huán)、電壓有效值外環(huán)的控制策略。因此，這種形式的控制器對于非線性擾動的抑制能力有 一定限制。 6 本次設計的主 要工作是研究逆變電源的原理，根據(jù)設計要求選擇適于風力發(fā)電的 逆變電源的逆變方式，然后設計其主電路和驅動電路的參數(shù)以使其能跟隨輸入電源進行調(diào)整以滿足市電電網(wǎng)的要求。 如把各輸出波形用傅式變換分析，則其低頻段特性非常接近，僅在高頻段略有差異。這就是 PWM 波形。當調(diào)制信號波為正弦波時，所得到的就是 SPWM 波形。載波 cu 在 ru 的正半周為正極性的三角波，在 ru 的負半周為負極性的三角波。輸出電壓波形如圖 35所示，輸出的電壓有 du? 、 0V、 du?三種電壓值。雙極性調(diào)制方式在 ru 的正、負半周控制規(guī)律相同。根據(jù)載波和調(diào)制 信號是否同步 即 載波比的變化情況， PWM 逆變電路可以有異步調(diào)制和同步調(diào)制兩種控制方式。 b) 同步調(diào)制 載波比 N等于常數(shù)，并在變頻時使載波信號和調(diào)制信號保 持同步的調(diào)制方式稱為同步調(diào)制。其中“ 78”指輸出正電壓，“ 05”指 5伏。 b）方案二： LC 濾波電路。 d）邏輯電源的輸入范圍（腳 9） 5— 15V，可方便的與 TTL， CMOS 電平相匹配，而 且邏輯電源地和功率電源地之間允許有 V的 偏 移量。 17 圖 42 驅動電路圖 DC/DC 電路的設計 由于驅動電路及逆變電路的電壓不同，因此需要 DC/DC電路以對電路起到保護作用。如圖 44所示，采用四個 MOS 管 IRF460 組成全橋式主電路，四 18 路控制信號分別接 G1 和 G2 端、 G3 和 G4 端。 整流濾波電路的設計 整流電路采用 半波整流；濾波電路采用 LC濾波電路。 其電路原理圖如下圖 52 所示： 圖 52 輸入過電壓保護電路圖 （ 2）欠電壓保護電路 當采樣主電路中的蓄電池輸入的電壓小于 LM358 的反向輸入端的電壓時，其 LM358輸出低電平，從而使發(fā)光二極管發(fā)亮，輸出低電平給 EG8010，從而使 PWM 輸出零電平。 ③ 當 R =1， S =1 時， G1門和 G2門的輸出端被它們的原來狀態(tài)鎖定，故輸出不變。Gamp。 從以上仿真可得，當比較電壓的設定值為 ，同時正向輸入端為 （小于反向輸入端的電壓）時， LM358 輸出低電平，二極管發(fā)光。 。 根據(jù) PWM 波產(chǎn)生的原理及仿真可知， PWM 波可有三角波與正弦波的比較可得，并可 25 通過運算放大器所接的反相電 路對其進行反相。同時，也可用 1nQ? 表示輸入信號到來之后 Q的狀態(tài)，一般稱為次態(tài)。 圖 53 與非門組成的 SR觸發(fā)器 b) 工作原理與真值表 ① 當 R =0， S =1 時，因 R =0， G2門的輸出端 1?Q ， G1門的兩輸入為 1，因此 G1門的輸出端 Q=0。 20 同時啟動故障報警電路。變壓器 T 的工作頻率選為 50Hz 左右。本設計采用電壓型。尤其是高端懸浮自舉電源的設計，可以大大減少驅動電源的數(shù)目，即一組電源即可實現(xiàn)對上下端的控制。 b）懸浮電源采用自舉電路，其高端工作電壓可達 500V。 方案選擇：經(jīng)比較，應選擇方案二（全橋式逆變電路） 整流濾波電路 為了簡化電路結構，濾波電路采用簡單電路，通常采用的濾波電路設計有如下兩種設計方案： a）方案一： RC 濾波電路。 DC/DC 電路 由于驅動電路及逆變電路的電壓不同，因此需要 DC/DC電路以對電路起到保護作用。當調(diào)制信號頻率增高 12 時，載波比 N就減小，半周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，輸出脈沖的不對稱性影響就變大，還會出現(xiàn)脈沖的跳動，同時輸出波形和正弦波之間的差異就變大，電路輸出特性變壞。當對開關器件通 /斷控制的規(guī)律不同時，它們的輸出 PWM 波形也會出現(xiàn)較大的差別。其中 ru 為正弦調(diào)制波， cu 為三角形載波。當 ru＜ cu 時，控制 T2導通，輸出電壓 ou 為 du? ；在 ru ＞ cu 時，使 T2關斷，則負載電流通過D4續(xù)流，輸出電壓 ou 為 0V。這種方法只在三角波的頂點或底點位置對正弦波 9 采樣而形成階梯波，其原理如圖 34所示 : 圖 34規(guī)則采樣法生成 SPWM波 PWM 型逆變電路的控制方式 （ 1）單極性 SPWM 控制與雙極性 SPWM 控制 a) 單極性 SPWM 控制 三角波載波在半個周期內(nèi)的方向只在一個方向變化，所得到的 SPWM波形也只在一個方向變化的控制方式成為單極性 SPWM控制方式，如圖 35所示。 8 圖 32 用 PWM波代替正弦波 較為實用的方法是采用調(diào)制的方法，即把所希望的波形作為調(diào)制信號，把接受調(diào)制的信號作為載波，通過對載波的調(diào)制得到所期望的 PWM 波形。這些脈沖寬度相等，但幅值不等，且脈沖頂部不是水平直線，而是曲線，各脈沖的幅值按正弦規(guī)律變化。沖量即指窄脈沖的面積。此外，在直流電源領域， UPS，變頻器等中逆變器也都有著廣泛的應用前景。但它也存在不足，如果存在非線性負載擾動，為消除干擾，電流內(nèi)環(huán)需要很快的速度，所以只能采用模擬電路實現(xiàn)，數(shù)字電路難以達到 :如果內(nèi)部電流環(huán)采用滯環(huán)比較形式，由于滯環(huán)比較的非線性特性，對于系統(tǒng)的穩(wěn)定性有一定影響 。由控制理論可知，對于正弦指令信號， PI 控制不能實現(xiàn)無靜