【正文】 即被抑制，經(jīng) tDOC后 IGBT 被軟關(guān)斷，報警信號輸出。因此，上臂側(cè)僅有保護動作而無報警輸出。 電源部分是所有器件動力的核心，電源質(zhì)量的好壞，將直接影響 各器件的正常工 ３１ 作。 當(dāng)系統(tǒng)合上電源開關(guān)后，在撥碼盤上給定一定轉(zhuǎn)速，單片機經(jīng)過掃描采樣，讀取給定轉(zhuǎn)速，并換算為與之相對應(yīng)的 F，經(jīng)查表計算求得脈沖周期 T及脈沖寬度。它有 13 個輸入端、 5 個控制端、 8個輸出端、 2個電源端。 2． 5個控制端 1). CLEAR STATUS（ 21腳）及 SET STATUS（ 22腳），為通斷狀態(tài)觸發(fā)器的兩個輸入端，即清零端與置位端。 4). INHIBIT（ 19 腳），為脈沖封鎖端，接保護電路的輸出。該端為高電平時。 4). SYNC（ 27腳），為來自微機的觸發(fā)脈沖信號輸入端，與微機的輸出端相連。它能把三個 8位數(shù)字量同時轉(zhuǎn)換成三路相應(yīng)脈寬的矩形波信號，與 8位或 1位微機聯(lián)合使用，可產(chǎn)生三相逆變器所需的六路控制信號，輸出的 SPWM波的開關(guān)頻率可達(dá) 20KHZ，基波頻率可達(dá) 2600HZ，因此，適用于 IGBT逆變器或其他中頻電源逆變順。如圖所示。 包括制動單元的 IGBT都有管芯溫度保 護。包含制動單元在內(nèi)的全部 IGBT，對 OC， SC， UV的保護動作有 2ms 的閉鎖期間。 但是， TjOH 保護動作也有 1ms 的延遲，如管芯溫度急劇上升，由于保護的延遲可能導(dǎo)致?lián)p壞。 當(dāng)電源停電時，也有報警輸出，同樣應(yīng)考慮類似問題。 控制電路能工作，但是， IGBT， FWD 由于驅(qū)動電壓太高，使保護特性偏移，因負(fù)載的原因，可能造成損壞，請注 意不要在此范圍內(nèi)使用。整流器內(nèi) :PN主端子間加浪涌吸收器 .(在一個整流變換器上接多個逆變器的場合 ). 2． 控制電源Ｖ cc 對 Vcc已加有欠壓保護功能，但還應(yīng)按以下所述的電壓范圍使用。開關(guān)時最大浪涌電壓 :600V 系 列 500V(VDC(surge))以下 . 1200V 系列 1000V 以下 . 但是 ,根據(jù)上述各值的范圍 ,要使浪涌電壓在規(guī)定的值內(nèi) ,應(yīng)在最靠近 PN 端子處安裝緩沖器。 B 端子 6 封裝（無制動單元）類型，建議將 B 端子接到 N 或 P 電位上，避免在懸空狀態(tài)使用。 4 組電源的結(jié)構(gòu)應(yīng)互相絕緣（輸入部分連接器及印刷電路版） 4組電源間以及與主電源間都應(yīng)絕緣，此外，因 IGBT 在開關(guān)時有很大的 dv/dt施加于絕緣上，應(yīng)確保足夠的絕緣距離（建議大于 2mm）。300% ② 輸入限流電阻 光耦輸入側(cè)發(fā)光二極管限流電阻為內(nèi)置， RALM=，直接接 Vcc=15V時， IF 約為 10mA，因此無須外 接限流電阻。 下圖為應(yīng)用電路示例 3．光耦外圍電路 控制輸入用光耦 ① 光耦規(guī)格 請使用滿足以下要求的光耦 CMH=CMLgt。 內(nèi)置保護電路 過流保護（ OC），短路保護（ SC），控制電源欠壓保護（ UV），過熱保護（ OH），及報警輸出（ ALM）均為 內(nèi)置。 7. 報警輸出功能（ ALM） 下臂側(cè) OC， UV， TjOH及 TCOH各保護動作的閉鎖期間，輸出報警信號；如 Vin 為 ON狀態(tài)，即使閉鎖期間已 結(jié)束，報警及保護功能也不復(fù)位；等到 Vin 變?yōu)?OFF 時，報警及保護才復(fù)位。 5. 管殼溫度過熱保護（ TCOH） 采用與 IGBT， FWD 管芯裝在同一陶瓷基板上測溫元件檢測基板溫度，當(dāng)檢出溫度超越保護溫度值（ TCOH）持續(xù)一段時間（約 1ms）后， TCOH過熱保護動作。包括制動單元的全部 IGBT都有 OC保護功能 檢測部分功耗小 IGBT 管芯內(nèi)置電流傳感器的IGBT 流過的檢測電流，與主 IGBT 的 Ic 相比非常小，與取樣電阻的損耗相比，其檢測損耗也能做到很小。 2． 全部 IGBT 驅(qū)動功能 3． 全部 IGBT 的過流保護功能（ OC） 4． 全部 IGBT 的短路保護功能（ SC） 5． 全部 IGBT 驅(qū)動電路的控制電源欠壓保護功能（ UV） 6． 全部 IGBT 管芯過熱保護功能（ TjOH） 7． 安裝全部 IGBT， FWD 的絕緣基板的溫度過熱保護功能（ TCOH ） 8． N 線側(cè) OC， SC， UV， TjOH及 TCOH 動作時，保護作用開始后，報警輸出功能（ ALM） IGBT的驅(qū)動功能 全部 IGBT的驅(qū)動功能為內(nèi)置。 IGBT要有相應(yīng)的驅(qū)動電路及保護電路，而 IPM模塊是集成 IGBT，驅(qū)動電路及保護電路的器件，有利于簡化系統(tǒng)電路故在小容量的系統(tǒng)中應(yīng)用較多，而我們所設(shè)計的也正是小容量系統(tǒng)，為簡化電路，故采用 IPM模塊，但其有價格較高的缺點。 而對于上述主回路開關(guān)元件， GTO跟普通晶閘這、管一樣，一旦導(dǎo)通即能在導(dǎo)通狀態(tài)下自鎖，上一種必須依靠門極電流的極性變化來改變通斷的晶體管，關(guān)斷 GTO的反向門極電流通常須達(dá)到陽極電流的 1/4~1/3，因而關(guān)斷控制較易失敗，故較復(fù)雜，工作頻率也 不夠高，而幾乎與此同時，大功率晶體管（ GTR）迅速發(fā)展了起來，使 GTO 晶閘管相形見拙，因此，在大量的中小容量變頻器中， GTO晶閘管已基本不用。因此，輸出電流波形接近 １９ 于矩形波，屬于電流強制方式。 在單相交 — 交變頻器中，如果輸入電壓為三相電源，可控整流器為三相全橋式接法，要得到單相輸出交流電共需 12個晶閘管元件。然后根據(jù)地址譯碼，由微機輸出的 SPWM脈寬數(shù)據(jù)分別寫入 SLE4520中的 3個 8位數(shù)據(jù)鎖存器，經(jīng) SLE4520處理后產(chǎn)生脈沖來控制 IGBT，由于 IGBT必需要有一定的驅(qū)動功率及一定的保護電路，而 IPM內(nèi)部主要是 IGBT、驅(qū)動電路、檢測電 路，可以大大簡化電路，故采用了 IPM模塊。 １４ (1)帶低頻補償?shù)暮銐侯l比轉(zhuǎn)速開環(huán)控制，框圖如圖 45所示，轉(zhuǎn)速開環(huán)控制，結(jié) 構(gòu)簡單，調(diào)試容易，并且異步 電動機在不同供電頻率下的機械特性硬度變化不大，所以開環(huán)變頻調(diào)速控制獲得廣泛應(yīng)用，但開環(huán)控制不能保證必要的調(diào)速精度，而且在動態(tài)過程中由于不能保持所需的轉(zhuǎn)矩，動態(tài)性能較差，因此開環(huán)控制方案只能用于對調(diào)速精度和動態(tài)性能要求不高的場合。在低速點，磁通和電流均為額定值，隨著轉(zhuǎn)速增加，磁通和電流均減小，和磁通不變的控制方式相比，鐵耗要小而銅耗要大，因此，比較適合于負(fù)載輕的場合。 (2) 恒功率型負(fù)載 恒功 率型負(fù)載的轉(zhuǎn)矩與轉(zhuǎn)速成反比。 （ 5） 充分利用電動機的容量，盡可能使磁能保持額定值，以充分利用鐵心；盡可能使電流保持額定值，以充分利用繞組導(dǎo)線；盡可能使功率因數(shù)保持額定值，以免降低電動機出力。 I1的恒定可通過電流調(diào)節(jié)器的閉環(huán)控制實現(xiàn)。 由式 T=CmΦ mI2’cos Φ 2 可知，要在整個調(diào)速范圍內(nèi)實現(xiàn)恒磁控制，必須按 E1/F1=cost 來進行控制， E1/F1=cost 是維持恒磁通，亦即恒最大轉(zhuǎn)矩變頻調(diào)速的協(xié)調(diào)控制條件。在這種方法中，已經(jīng)不用載波和正弦波的比較，但其目的仍是使輸出波形盡可能接近正弦波，因此也是一種 SPWM生成方法。另外，當(dāng)正弦波頻率變化或幅值變化時，各脈沖的寬度也 相應(yīng)變化，要準(zhǔn)確生成 SPWM波形，就要準(zhǔn)確算出正弦波和三角波的交點，這種方法求解時需要花費較多的計算時間，因而難以在實時控制中在線計算。 ，產(chǎn)生 SPWM 脈寬調(diào)制信號控制方法有兩種： (1).異步調(diào)制 載波信號和調(diào)制信號不保持同步關(guān)系的調(diào)制方式稱為異步方式，異步調(diào)制方式中，調(diào)制信號頻率 FR變化時，通常保持載波頻率 FC固定不變，因而載波比 N＝ FC/FR是變化的，要求 N為 3的整數(shù)倍， 這樣，在調(diào)制信號的半個周期內(nèi)，輸出脈沖個數(shù)不固定，脈沖相位也不固定，正負(fù)半周期的脈沖不對稱，同時，半周期內(nèi)前后 1/4周期的脈沖也不對稱。這些脈沖寬度相等，都等于π /n，但幅值不等，且脈沖頂部不是水平直線，而是曲線，各脈沖的幅值按正弦規(guī)律變化，如果把上述脈沖序列用同樣數(shù)量的等幅而不等寬的矩形脈沖序列代替，使矩形脈沖的中點和相應(yīng)正弦面積相等，就可得圖 4－ 1（ b）所示的脈沖序列，這就是 PWM波形，可以看出，各脈沖的寬度是按正弦規(guī)律變化的根據(jù)問題相等效果 相同的原理， PWM與正弦半波是等效的，對于正弦波的負(fù)半周，也可以同樣的方法得到 PWM波形，像這種脈沖的寬度按正弦規(guī)律變化而各正弦波等效的 PWM波形，也稱為 SPWM波形。 自關(guān)斷器件的發(fā)展為 PWM技術(shù)鋪平了道路。目前，中小型的變頻器中的逆變部分，已基本上被 IGBT壟斷，使 20世紀(jì) 70年代提出的正弦波脈寬度調(diào)制技術(shù)（ SPWM）得到不斷完善。 ： 型號： YGOL－ 4， PN＝ ， Nn＝ 1400r/min,Ia=,η n=79%,cosΦ＝ ， 轉(zhuǎn)動量＝ ，凈重 27KG， Un＝ 380V，接法：Δ。 工業(yè)上廣泛應(yīng)用交流異步電動機作為電力拖動自動控制系統(tǒng)的動力裝置。 控制回路以單片機 8031為核心，附加一些外外圍接口電路，如 RAM， EPROM的擴展，顯示接口采用 8297， SLE4520 的 P1－ P7 與 8031 的 P0 口相接，向 4520 傳送脈寬寬度值 Tw， SLE4520 的輸出端 6個腳與 IPM 相對應(yīng)腳相連。當(dāng)前交流調(diào)速系統(tǒng)，如交流電動機的串級調(diào)速，各種變頻調(diào)速，無換向器電動機調(diào)速等，從調(diào)速性能上 已經(jīng)達(dá)到與直流調(diào)速系統(tǒng)相媲美的程度。 以晶閘管變流裝置作為電動機電樞和磁場電源的直流傳動系統(tǒng)和以 PWM 變換器為功率變換裝置的直流脈寬調(diào)速系統(tǒng)由于在起、制動，正、反轉(zhuǎn)，平滑調(diào)速，穩(wěn)速，精度，響應(yīng)速度等方面具有優(yōu)良性能，歷來是電力拖動系統(tǒng)中最通常的選擇方案，但是直流電動機的機械式換向器則是它的主要薄弱環(huán)節(jié)，電動機在制造上費工費料，且維護麻煩，且不適宜在易燃易爆、塵埃多的場合使用，使得電動機的單機容量、過載能力、最高電壓、 最高轉(zhuǎn)速和經(jīng)濟性能等要重要指標(biāo)都受到了限制。通過對本課題的設(shè)計，可以使所學(xué)知識有機聯(lián)系起來，達(dá)到鞏固，加深知識的目的，還可以拓寬知識面，培養(yǎng)解決實際問題的能力。 主程序包 含初始化，對 8031， SLE4520 的初始化 T0 的初始化，讀 F 的值，由 F值查表得相應(yīng)的 Tw 值， T0定時，判斷 F 是否變化，若變化則去讀 F，沒變則送原來的數(shù)值。具體是以一個正弦波作基準(zhǔn)波（稱為調(diào)制波），用一系列等幅的 三角波（稱為載波）與基準(zhǔn)波相交，由它們的交點確定逆變器的開關(guān)模式，當(dāng)基準(zhǔn)正弦波高于三角波時，使相應(yīng)的開關(guān)器件導(dǎo)通；當(dāng)基準(zhǔn)正弦波低于三角波時，使開關(guān)器件截止，從而使逆變器的輸出電壓波為脈沖列，其特點是：在半個周期中等距、等幅（等高），不等寬（可調(diào)），總是中間的脈沖寬，兩邊的脈沖窄，各脈沖面積與該區(qū)間正弦波下的面積成比例，這樣，輸出電壓中的中低次的諧波分量顯然可以大大減少。 變頻調(diào)速是采用可變電壓可變頻率（ VVVF）電源裝置，如逆變器和交－交變頻器，變頻調(diào)速可以充分發(fā)揮感應(yīng)電機的優(yōu)點，即適應(yīng)性強，堅固耐用，維護方便，價格低廉。 與此同時，計算機技術(shù)和大規(guī)模集成電路的飛速進步，極大簡化了實現(xiàn) SPWM及矢量控制等復(fù)雜技術(shù)的方法，增強和擴展了變頻器的 功能，使變頻調(diào)速技術(shù)迅速發(fā)展起來。 各類電氣傳動裝置的控制器由模擬控制轉(zhuǎn)向全數(shù)字控制已經(jīng)成為事實，交流速傳動也不例外。由圖可知，每半周內(nèi)的脈沖系列也是單極性的。 當(dāng)逆變電路輸出頻率很低時，因為在半周期內(nèi)輸出脈沖的數(shù)目也是固定的，所以 ９ 由 PWM調(diào)制而產(chǎn)生 的 FC附近的諧波頻率也相應(yīng)降低，這種頻率較低的諧波通常不易濾除，如果負(fù)載為電動機，就會產(chǎn)生較大的轉(zhuǎn)矩脈動和噪聲，給電動機的正常工作帶來不利影響。規(guī)則采樣法則使兩者重合，即使每個脈沖的中點都以相應(yīng)的三角波為中點對稱，這樣就使計算大為簡化。 由上式可知，若均勻地改變定子供電頻率 F１，則可以平滑地改變電動機轉(zhuǎn)速。 １２ 圖4－4　恒磁通變頻調(diào)速時的補償曲線（1）（3）（4）（2） 當(dāng)轉(zhuǎn)速超過額定轉(zhuǎn)速調(diào)速時，要求 F1F1N（額定頻率），若仍按恒磁通控制方式控制，勢必使 U1超過 U1N（額定電壓），這是不允許的，這時必須改用恒功率控制方式，而當(dāng) F1F1N 時，保持 U1=U1N，不進行電壓的協(xié)調(diào)控制。但由于恒流控制限制了 I1，所以恒流控制時的最大轉(zhuǎn)矩 Tm要比恒磁通控制時小得多，過載能力小，因此只適用于負(fù)載變化不大的場合。負(fù)載類型不同，調(diào)速范圍不同，所要求的控制方式也不一樣，下面按負(fù)載的選擇類型分別加以討論。 恒磁通控制方式的特點是磁通不變和最大轉(zhuǎn)矩不變。其他控制方式則不能使這些技術(shù)條件得到滿足。 PWM脈寬調(diào)制信號生成器微型計算機轉(zhuǎn)差調(diào)節(jié)器△u N恒磁通補償器驅(qū)動電路光電隔離電路保護電路＋圖46 轉(zhuǎn)差頻率控制的PWM變頻調(diào)速系統(tǒng) (3)矢量變換控制