【正文】 用間接正弦波檢測方法的 ICE2PCS01 集成了電流調整器環(huán)路，方框圖如下。 ICE2PCS01 的控制電路中主要外圍參數 設計如下： (1) 電流檢測電阻的選擇 主電路上檢測電阻 4R 上的負壓降必須維持在一個比較低的值，跨壓為 左右的檢測電壓是一個不錯的選擇，保證產生的信號能夠避免受干擾，同時也不至于造成太大的能量損失。 222 mhuo OVV tPC ? ???? () 式中， t? —— 保持時間，電網斷電后要求電容在時間 t? 內電壓不低于一定值； OV —— 直流輸出電壓； mhuV —— 要求電網斷電后，在保持時間內電容電壓的最小值； 根據計算， Boost 輸出電容容量為 3700uF，由 5 個 750uF/450V 的電解電容并聯組成。采用英飛凌先進的 APFC 控制芯片，通過對電壓外環(huán)，電流內環(huán)的精確控制，實現 APFC 校正的目標。 14 芯片結構如圖 圖 ICE2PCS01芯片結構圖 表 ICE2PCS01引腳功能 表 圖 為該芯片內部電路圖。 ICE2PCS01 在 Vout 超過額定值+5%的情況下，增強動態(tài)響應模塊能夠將占空比迅速調整到零。因為具有較低的 GATE 下拉電壓，外部 MOSFET 能夠快速地開關，從而降低了開關損耗，提高了效率。 在 ICE2PCS01 中，引腳 4用來設定開關頻率；但是在 ICE1PCS02 中，引腳 4 用于 AC欠壓檢測。然而，由于它固有的電流紋波較大， DCM 很少應用于大功率場合。當電感電流上升時， PWM 比較器的占空比下降，從而電感電流減小；反之，則加大電感電流。 Di LSC f RLdL fU inU o+Di LSC f RLdL fU inU o+( a ) ( b ) 圖 不同開關 模式下的等效電路 i oR Ldi cfC fDiLfL fU in++QU 0 11 SOi Lfi DV LV inV o V intI L fmi nI L fmaxT onT o ffOOOtttI L fmi nI L fmaxT sI i 圖 電感電流連續(xù)工作方式下的主要波形 有源功率因數校正 (APFC)是在輸入整流和 DCDC 功率變換之間增加一級變換器，利用相應的控制電路 (現在主要采用專用集成控制芯片 )及輔助電路，使輸入端電流波形接近正弦波形并保持與輸入電壓波形同相，從而使輸入端功率因數接近于 1。其輸入側有儲能電感可以減小輸入電流紋波，防止電網對主電路高頻瞬態(tài)沖擊，對整流器呈現電流源負載特性；其輸出側有濾波電容可以減小輸出電壓紋波，對負載呈現電壓源特性。這中方 法的缺點是控制電路比較復雜，需要增添電流誤差放大器。 其中升壓式為簡單電流型控制， PF 值高，總諧波失真小，效率高，適用于 75W~2020W功率范圍的應用場合，應用最為廣泛。 功率因數矯正電路分為有源和無源兩類。 (1)自然功率因數：是指用電設備沒有安裝無功補償設備時的功率因數，或者說用電設備本身所具有的功率因數。 功率因數校正原理 6 2 功率因數校正原理 功率因數 (PF)定義為有功功率 (P)與視在功率 (S)的比值，用公式表示為 : ???? c o sc o sc 1111 ???? RR IIIU osIUSPPF (） 式中 : 1I 為輸入電流基波有效值； RI 為電網電流有效值 , 22221 …… nIIIIR ???? 其中1I , 2I ,?? nI 為輸入電流各次諧波有效值； 1U 為輸入電壓基波有效值； ? 為輸入電流的波形畸變因數； ?COS 為基波電壓和基波電流的位移因數。 20 世紀 80 年代末推出了非連續(xù)導電模式(Discontinuous Conduction Mode， DCM) 的變換器，由于其輸入電流自動跟隨輸入電壓變化以實現功率因數校正，因此這種校正技術也稱為“電壓跟隨器”，采用 DCM 模式的 PFC校正電路中只有輸出電壓一個控制量，因而控制方式比較簡單，適用于中小功率場合。這不但降低了輸入電路的功率因數，而且對公共電力系統(tǒng)產生污染，造成電路故障。對于鉛酸蓄電池來講，其中的分級定流充電法已經得到了廣泛的應用。相控電源所用的變壓器是工頻電源變壓器，它的體積比較龐大，由此造成相控電源本身的體積龐大、效率低下，并且該類電源動態(tài)響應差、可靠性能低。無論在哪一方面的應用，都需要我們在提高充電電源的快速性和安全性的基礎上，朝著以下幾個方向努力： (1) 充電手段趨于現代化。純電動汽車的發(fā)展離不開充電設施的建設，目前，充電站建設的落后和車載充電器的效果不佳成為制約純電動汽車發(fā)展的瓶頸之一。低能耗、零排放的純電動汽車必將大規(guī)模普及，具有巨大的市場發(fā)展空間。 電動汽 車概況 電動汽車是指全部或者部分由電能驅動電機作為動力系統(tǒng)的汽車，它并不是一個新興的概念，早在 1905 年就有人曾經申請了用蓄電池作為動力驅動電動機來改善內燃機車輛加速性能的專利。 2 “九五”期間，電動汽車被列入國家重大科技產業(yè)工程。政府制定了詳細的規(guī)劃和嚴格的法規(guī)，目的就是為了鼓勵電動車的研發(fā)工作。另一方面，充電技術不能適應鉛酸蓄電池的特殊要求，會嚴重影響蓄電池的壽命。目前全世界行駛的各種汽車總數量為 億，據德國市場研究所預計，在未來的 8 年里世界汽車數量將比現在增加 16%。 本科畢業(yè)設計 (論文 ) 題目 ： 電動汽車動力電池充電系統(tǒng)功率部分 設計 院 （系）： 專 業(yè)： 班 級： 學 生： 學 號： 指導教師： 2020 年 6 月 I 本科畢業(yè)設計 (論文 ) 題目 ： 電動汽車動力電池充電系統(tǒng)功率部分 設計 院 （系）： 專 業(yè)： 班 級： 學 生： 學 號： 指導教師： 2020 年 6 月 I 電動 汽車動力電池充電系統(tǒng)功率部分設計 摘要 為滿足電動汽車蓄電池無損傷快速充電的需求 , 將大功率開關電源變換技術應用于充電系統(tǒng)設計了由電動汽車動力電池充電系統(tǒng)功率部分。汽車作為正逐步走進人們消費能力范圍的商品，將隨著人口數量的大幅度增加而增加。這時需要時間一般為 10多個小時，甚至 20多個小時，充電時間長，而且使用不便。如美國的“新一代汽車合作伙伴”項目 (partnership for a New Generation of VehiclesPNGV)，日本新能源與工 業(yè)技術發(fā)展組織 (New Energy and Industrial Technology Development OrganizationNEDO)協調所謂的“先進清潔燃料汽車計劃”等。隨著汽車走進千家萬戶成為我們生活中的必需工具，我國汽車的保有量也在逐年攀升，形成了以紅旗、奇瑞、中華等一大批國產品牌汽車為主的一股不可忽視的力量。因此，鉛酸蓄電池的充電技術將對電動車的快速發(fā)展起到關鍵性的作用。預計不久的將來，隨著電池技術的革新，配套設施的建成，成熟標準法規(guī)政策的出臺，純電動汽車的續(xù)駛里程將得到大幅度提高，同時成本也將大幅下降。比亞迪、吉利、奇瑞 2020年都紛紛推出自己的純電動汽車。充電電源與蓄電池相伴而生，與蓄電池的應用和發(fā)展有著密切的關系，廣泛應用于電動交通車輛、電力系統(tǒng) 、煤炭礦山、不間斷電源、便攜電子產品等國民生活的各個領域，并且隨著科學技術的不斷發(fā)展，充電電源的應用將會更加廣泛。 相控電源是比較傳統(tǒng)的電源，它是將市電直接經過整流濾波后輸出直流，再通過改變晶閘管的導通相位角，來控制整流器的輸出電壓。 針對傳統(tǒng)的充電方法充電緩慢、轉換效率低下、安全性能不好等缺點，目前國內外陸續(xù)提出了一些新興快速的充電方法，如分級定流充電法，脈沖式充電法，定化學 反應狀態(tài) 4 法，變電流間歇 /定電壓充電法、變電壓間歇充電法等。在這個轉換過程中，由于一些非線性元件的存在，導致輸入的交流電流嚴 重畸變，包含大量的諧波。 1986 年美國公布“功率因數等于 1”的專利，這是最早的比較完整的升壓式功率因數電路，這一時期是現代有源功率因數校正技術發(fā)展的初級階段，當時的研究工作主要集中在工作于連續(xù)導電模式 (Continuous Conduction Mode， CCM) 下的升壓變換器，這種控制方法主要是基于乘法器 控制技術，適用于大功率變換器。因此該課題的研究具有很好的現實意義和應用前景。 功率因數分為自然功率因數、瞬時功率因數和加權平均功率因數。 利用功率因數校正技術可以使交流輸入電流波形完全跟蹤交流輸入電壓波形，使輸入電流波形呈純正弦波，并且和輸入電壓同相位，此時整流器的負載可等效為純電阻。 有源功率因數校正分類按電路結構分為：降壓式、升 /降壓式、反激式、升壓式。THD 值小，對噪聲不敏感，電感電流峰值與平均值之間的誤差小，具有恒定的工作頻率，可以任意拓撲各種控制電路，輸入電壓可以隨便調節(jié)。 Boost 有源功率因數校正電路的設計 BOOST 變換器的工作原理和控制方式 Boost PFC電路是現在應用最廣泛的有源功率因數校正電路，主電路由不控整流電路、電感、開關管和濾波電容組成。 圖 Boost變換器的電路圖 當電路中的電感電流工作在連續(xù)模式下， Boost 變換器存在兩種開關模式，如下圖(a)和 (b)所示，同時圖 給出了 Boost 變換器在電感電流連續(xù)模式 (CCM)下工作的主要波形圖。 12 圖 Boost APFC 電路平均電流控制原理圖 其波形見圖 所示。另外，它的控制電路塊中只有一個電壓控制環(huán)，因而采 用 DCM 的 PFC 設計簡單易行。本文將對此 IC 的功 能進行詳細地介紹，并通過測試結果驗證了它的性能 。由于采用了最新的 BiCMOS技術， GATE 下拉電壓從最大 2V （ ICE1PCS01）降低到最大 1V（ ICE2PCS01）。 Vsense 電壓還可以應用到增強動態(tài)響應模塊。外部電壓環(huán)路控制 Vout 并且調節(jié)平均輸入電流的幅度。 20%)經過整流濾波，進入 PFC 校正部分，經過 Boost 升壓電感、 MOSFET 斬波電路，將其轉換為輸出電壓 380V 的直流電壓。 開關動作造成的紋波頻率一般比較高，只需要較小的電容就可以滿足第一項的要求，第二項要求與負載功率變化的大小、輸出直流電壓、輸出紋波電壓和保持時間△ t 等因素有關，其中保持時間一般取 15ms— 50ms。輸入單相交流電壓范圍為 176～ 264V, 輸出直流電壓為 380V。 (4) 電流環(huán)調整率及其補償設計 該部分電流補償及下一部分的電壓補償目的不僅是確保在窄的帶寬下實現功率因數校正，還要給出足夠的相移區(qū)域，以確 保功率因數校正部分在整個工作范圍內能穩(wěn)定工作。 則電流環(huán)的開關增益為： ? ? ? ? ? ? ? ?sKsKsKsG B o o stCAVEc ??? () 補償電容 ipC 不斷充放電，從而得到電流信號的平均值，因此其充放電頻率一定要小于開關頻率。 1 7 6 V A C amp。 CCM 工作方式固有的升壓變換器中的占空比表達式如下：