【正文】 VoGND50uFC3R7VCC15KR8C4GNDGND10KR9GND10uFC51MR10C6 33KR11R12GND104C71234P1Header 41234P2Header 4Q39014Q49012V110RR1322R14Q59014Q69012GND10RR1522R17V1GND10KR1610KR18Q1IRFI540GQ2IRFI540G50uFC8GND50uFC950uFC10104C11104C12GNDGNDR?RESVR 圖 基于 TL494 推挽式開(kāi)關(guān)電源全原理圖 三角波產(chǎn)生電路 三角載波做為載波，為了獲得比較高的載波比三角波的頻率一般在 10KHz以上。于高電位時(shí)的最大輸出電流大約 200 mA 。 ? Pin 8 (V +) 這是 555 個(gè)計(jì)時(shí)器 IC 的正電源電壓端。具體工作過(guò)程如下；假設(shè)電路初始狀態(tài)， 3 腳為高電平，則 3 腳高電平通過(guò)肖特基二極管 D04 將二極管 D03 關(guān)斷從而切斷震蕩電容 C6 的放電回路， D01 被 3 腳高電平阻斷，同時(shí)震蕩電容 C6 通過(guò)有 Q1Q、 Q2 組成充電恒流源經(jīng)二極管 D02 對(duì)電容進(jìn)行恒流充電，由于是恒流充電所以電容電壓線性上升。當(dāng)這個(gè)接腳的電壓從 1/3 VCC 電壓以下移 至 2/3 VCC 以上時(shí)啟動(dòng)這個(gè)動(dòng)作。 ? Pin 3 (輸出 ) 當(dāng)時(shí)間周期開(kāi)始 555 的輸出 輸出腳位，移至比電源電壓少 伏的高電位。以及滿足輸出 整流二極管反向電壓與額定電流的大小。額定工作電壓 Vds就是場(chǎng)效應(yīng)管源極和漏極之間的正常工作電壓大小。 而由 C0決定的紋波分量與流過(guò) C0的電流積分成正比，兩者相位不同，假設(shè)兩者相位相同為最惡劣情況。而 TTVV on210? ,則有 VTVT on 102? () 選取 Ns，使 Vdc及相應(yīng) V1最小時(shí) Ton為 280 /T. ，于是 南華大學(xué)電氣工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 第 20 頁(yè) 共 82 頁(yè) ITVTdcon0? （ ） I dc050 00? （ ） 如果最小電流 Idc規(guī)定為額定電流 Ion的 1/10,則 Ion050 00? （ ） ②輸出電容的計(jì)算 輸出濾波電容 C0并非理想電容，它等效為寄生電阻 R0和電感 L0與理想純電容 C0的串聯(lián) ,R0為等效串聯(lián)電阻 ,L0等效串聯(lián)電感。 取整數(shù)即 6Np?， 則由式 得次級(jí)輸出 匝數(shù) : )V(TN)TTV(Ndconponmm 12 ??? 59.? 即 ?Nm。為了簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)。一次 dB 選取3200G。另外，較少的匝數(shù)不但可以降低變壓器成本，還可以降低雜散寄生電容。另外由于驅(qū)動(dòng)場(chǎng)效應(yīng)管時(shí)，由于場(chǎng)效應(yīng)管存在輸入電容的緣故，所以驅(qū)動(dòng)脈沖啟動(dòng)時(shí)，場(chǎng)效應(yīng)管不能夠馬上開(kāi)通，具有一定的驅(qū)動(dòng)延時(shí)。同理當(dāng)誤差放大器 EA2 的反相端（腳 15）連接的回路有擾動(dòng)時(shí)就會(huì)通過(guò)控制晶體管 Q2 的導(dǎo)通時(shí)間來(lái)是輸出穩(wěn)定。如果負(fù)反饋環(huán)路接 Vm端，則 Ton和Vm 將隨輸入直流電壓和輸出負(fù)載電流的變化而調(diào)整，以使 Vm 不變。所有級(jí)繞組的脈沖寬度都相等，均由主輸出回路的負(fù)反饋控制電路決定。推挽式開(kāi)關(guān)電源經(jīng)橋式整流或全波整流后，其輸出電壓脈動(dòng)系數(shù)和電流脈動(dòng)系數(shù)都很小，因此，需要一個(gè)很小值 的儲(chǔ)能濾波電容或儲(chǔ)能濾波電感就可以得到一個(gè)電壓紋波和電流紋波很小的輸出電壓。 JDOIN 端接過(guò)壓保護(hù)電路，在大電壓時(shí)保護(hù)電路。直流母線經(jīng)全橋逆變電路及濾波電路變成正弦交流電。通過(guò)改變基波頻率大小來(lái)改變逆變輸出頻率的大小。可以滿足系統(tǒng)供電的要求。 變頻電源基本結(jié)構(gòu)方案 方案一：變頻電源實(shí)際上是一個(gè) AC— DC— AC 裝置：它先將來(lái)自公共電網(wǎng)的交流電經(jīng)過(guò)整流器轉(zhuǎn)變成直流 電，再通過(guò)逆變器將直流電轉(zhuǎn)變成滿足負(fù)載需要的交流電，所以基本部分由整流電路、逆變電路、控制電路、負(fù)載匹配電路等幾個(gè)部分。由該芯片生成正弦波和鋸齒波，利用比較器進(jìn)行比較，可生成 SPWM 波。而方案二是采用硬件的的方式取樣，這樣做不但可以最大程度的減少采樣造成的 ，而且采用模擬芯片采樣的響應(yīng)很快，能夠很好的改善滿足 DCDC 直流穩(wěn)壓環(huán)節(jié)的響應(yīng)速度問(wèn)題，使輸出電壓能夠很好的適應(yīng)負(fù)載變化。 驅(qū)動(dòng) 圖 用集成電路 IR2111 驅(qū)動(dòng) MOSFET 比較上述三種方案，方案一由于電路自身的一些缺點(diǎn)如驅(qū)動(dòng)電路開(kāi)關(guān)速度低、驅(qū)動(dòng)能力有限等不滿足題目要求。利用光耦合器的隔離驅(qū)動(dòng)隔離電路如圖 所示。 比較以上兩種方案，電壓型逆變器的設(shè)計(jì)較簡(jiǎn)單，并且價(jià)格要便宜，適合學(xué)生制作。 圖 推挽式升壓電路圖 逆變電路方案 方案一：采用電流型單相橋式逆變電路。 斬波電路方案 方案一：反擊式變換電路，該電路的輸出電壓可以高于或者低于輸入電壓，它廣泛應(yīng)用于系統(tǒng)輔助電源系統(tǒng)，這種電源可以輸出多組彼此共地或彼此隔離的多路的輸出電壓。當(dāng)人們想把交流電變成直流電是就需此電路。同時(shí)在新能源方面，太陽(yáng)能發(fā)電技術(shù)廣泛推廣使得人類利用綠色能源邁出了重要的一部，而在這里首當(dāng)其沖的是光伏并網(wǎng)的設(shè)計(jì)。 涉密論文按學(xué)校規(guī)定處理。對(duì)本研究提供過(guò)幫助和做出過(guò)貢獻(xiàn)的個(gè)人或集體，均已在文中作了明確的說(shuō)明并表示了謝意。而調(diào)壓電路采用前級(jí) DCDC 獨(dú)立調(diào)壓來(lái)實(shí)現(xiàn)，實(shí)現(xiàn)直流穩(wěn)壓。 SPWM 驅(qū)動(dòng)信號(hào)經(jīng)整形電路、死區(qū)電路、驅(qū)動(dòng)功放隔離電路完成對(duì)全橋場(chǎng)效應(yīng)管的開(kāi)通和關(guān)斷 ,從而完成將直流電壓逆變成所需頻率的正弦交流電。盡我所知，除文中特別加以標(biāo)注和致謝的地方外，不包含其他人或組織已經(jīng)發(fā)表或公布過(guò)的研究成果，也不包含我為獲得 及其它教育機(jī)構(gòu)的學(xué)位或?qū)W歷而使用過(guò)的材料。本人授權(quán) 大學(xué)可以將本學(xué)位論文的全部或部分內(nèi)容編入有關(guān)數(shù)據(jù)庫(kù)進(jìn)行檢索，可以采用影印、縮印或掃描等復(fù)制手段保存和匯編本學(xué)位論文。采用這種相較與以往的電機(jī)控制技術(shù)大大提高了電能利用效率。 方案比較 整流濾波電路方案 方案一：半波整流， 用的就是一個(gè)二極管就能完成，利用二極管的單向?qū)ㄐ浴V波 電路用于濾除整流輸出電壓中的紋波，采用負(fù)載電阻兩端并聯(lián)電容器的方式。因此選擇方案二作為主功率升壓模塊。逆變電路工作時(shí)，輸出電壓是幅值等于輸入電壓的方波電壓。 南華大學(xué)電氣工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 第 4 頁(yè) 共 82 頁(yè) 驅(qū)動(dòng) 圖 用 CMOS 器件驅(qū)動(dòng) MOSFET 方案二：利用光耦合器驅(qū)動(dòng) MOSFET。當(dāng)電路需要天調(diào)整死區(qū)時(shí)間時(shí)，是無(wú)法實(shí)現(xiàn)的。原理框圖如圖 ： 圖 采用 AD637 框圖 比較上述兩種方案：顯然方案一占用大量單片機(jī)內(nèi)部資源，造成可用資源減少，不利于設(shè)計(jì)中其它方面的利用。 AD9851 芯片由高速 DDS 電路、數(shù)據(jù) 輸入寄存器、頻率相位數(shù)據(jù)寄存器、高速 D/A 轉(zhuǎn)換和比較器組成。因此 SPWM 產(chǎn)生方案采用方案三。初級(jí)和次級(jí)線圈不共功率地，設(shè)計(jì)合理的話，紋波會(huì)很小。同時(shí)閉環(huán)穩(wěn)壓環(huán)節(jié)通過(guò)單片機(jī)改變 DCDC 控制電路的基準(zhǔn)值電壓值打大小來(lái)以及來(lái)自采樣電路的反饋電壓來(lái)達(dá)到穩(wěn)壓和調(diào)壓的。輸出的斬波電壓經(jīng)濾波電路變成穩(wěn)定的直流電壓，作為逆變橋的直流母線電壓。在電路圖中， F F2 為保險(xiǎn)絲，要求輸出電流有效值達(dá) 時(shí)，執(zhí)行過(guò)流保護(hù)，則采用 4A 的保險(xiǎn)絲。它在輸入電壓很低的情況下，仍然能維持很大的輸出功率，所以推挽式開(kāi)關(guān)電源被廣泛的應(yīng)用于低輸入電壓的 DC/AC 逆變器。每個(gè)次級(jí)繞組都產(chǎn)生一對(duì)相位相差 180度的方波脈沖，脈沖幅值由輸入電壓以及初次級(jí)繞組匝數(shù)比決定。 如圖假設(shè) D1 和 D2 是肖特基二極管二極管正向壓降 ，輸出直流電壓為Vm 則 TTNNVV onPmdcm 2]))(1[( ??? () 主輸出 Vm整流器輸出端波形如圖所示。圖中誤差放大器 EA1 的同相端（腳 1）接在由兩個(gè)電阻組成 的分壓器上， EA1 的反相端（腳 2）通過(guò) 的電阻接到基準(zhǔn)電壓端（腳 14），若一腳反饋回的電壓大于基準(zhǔn)電壓 5V,誤差放大器 EA1 輸出電壓增加，導(dǎo)致晶體管 Q1 的導(dǎo)通時(shí)間變短，使一腳處電壓保持在 5V，從而穩(wěn)定了輸出電壓。否則復(fù)位幅秒數(shù)將小于置位幅秒數(shù)，經(jīng)過(guò)幾個(gè)周期后，磁芯將飽和并損壞開(kāi)關(guān)管。因?yàn)檩^小的匝數(shù)意味著可用 較大規(guī)格的導(dǎo)線，則給定的磁芯可承受較大的電流并獲得較大的輸出。實(shí)際上，即便在磁芯損耗允許的情況下，也最好把磁通密度限制在 1600G 以內(nèi)。 (4) 初級(jí)峰值電流計(jì)算 直流輸入電源 Vdc的輸入值最小時(shí)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間最大，開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間為半周期的 80%。 ① 匝數(shù)的計(jì)算 由式 可得初級(jí)匝數(shù) BA)1V(Ne8dcp ????? ? 632051 1 8 2040130 ?? ?? .. . ）（ 。于是 L TVVIdI ondc 001 )(2 ??? () 當(dāng) Vdc最小時(shí)，選擇 Ns使 V1最小時(shí) Ton不需要大于 280 /T. 就可以輸出 需的電壓 V0的值。即由 R0決定的紋波分量 和紋波電流 即初級(jí)繞組電感斜坡電流峰 峰值成正比。工作電流就 Is是場(chǎng)效應(yīng)管正常工作時(shí)的電流，在本設(shè)計(jì)中就是指初級(jí)繞組峰值電流 Ipft,但為了保證電路可靠安全運(yùn)行，一般 Is選擇要流出 30%左右的安全裕量。 (10)整流二極管的選取 輸出整流二極管是將高頻變壓器的高頻方波整流經(jīng)濾波電路變成直流電，因此輸出二極管因該是快速二極管以滿足開(kāi)關(guān)頻率的要求。觸發(fā)信號(hào)上緣電壓須大于 2/3 VCC，下緣須低于 1/3 VCC 。 ? Pin 6 (重置鎖定 ) Pin 6 重置鎖定并使輸出呈低態(tài)。基于芯片震蕩使電容 C6以相等的電流充電和放電，從而產(chǎn)生高線性的等腰三角載波。供應(yīng)電壓的范圍是+ 伏特 (最小值 )至 +16 伏特 (最大值 )。 ? Pin 4 (重置 ) 一個(gè)低邏輯電位送至這個(gè)腳位時(shí)會(huì)重置定時(shí)器和使輸出回到一個(gè)低電位。同時(shí)還要保證三角是高線性的等腰三角載波。當(dāng)加在場(chǎng)效應(yīng)管的電壓超過(guò)此電壓場(chǎng)效應(yīng)管將擊穿損壞，因此此電壓要留有足夠的裕量，特別是反擊式開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)漏極電壓是輸入電壓、輸出反射電壓和變壓器漏感電壓之和。 另外由于電解電容器，在很大容值及額定電壓范圍內(nèi)，其 R0 C0的乘積基本南華大學(xué)電氣工程學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 第 21 頁(yè) 共 82 頁(yè) 不變 。對(duì)于頻率低于 500kHz,L0 可以被忽略，輸出紋波主要由 R0和 C0決定。 由式 ： I..II dcdcs r m s 6 3 2040 ?? 得次級(jí)繞組電流有效值 A..I s r m s 264126320 ??? 。 Pin 0? ? Ipft 即 Ipft VP.dc0561? () 每個(gè)初級(jí)半繞組每周期都僅流過(guò)一個(gè) Ipft脈沖，因此其占空比為（ )/T，對(duì)于占空比為 D、幅值為 Ipft的 平頂脈沖波，其有效值為 : Irms DIpft? () Irms I. pft6320? () Irms V P..dc