【正文】 e under the duty ratio conduction, high voltage output diode reverse recovery willcause serious switching loss and emi problem。 全球發(fā)電業(yè)飛速發(fā)展，國際能源署預(yù)測： 2020 年，世界光伏發(fā)電的量占總發(fā)電量的 2%；到 2040 年 ， 占總發(fā)電量的 20%～ 28%。從轉(zhuǎn)換能量的方式，太陽能主要利用在個(gè)領(lǐng)域：光熱轉(zhuǎn)換 (太陽能熱力發(fā)電、太陽能灶、太陽能熱水器、太陽能海水蒸餾器、太陽能清潔能源房等 )光電轉(zhuǎn)換 (光伏發(fā)電系統(tǒng) )和光化學(xué)轉(zhuǎn)換（太陽能制氫、制氧等 )，其中最為主要的應(yīng)用形式是利用太陽能光伏發(fā)電。因?yàn)橐岣哒麄€(gè)系統(tǒng)的效率，必須選有高增益、高效率的特點(diǎn)的前級變換器來實(shí)現(xiàn)。輸出電壓具有較大的紋波 ,不高的負(fù)載調(diào)整精度 ,所以輸出功率得到限制 ,通常應(yīng)用于 150W 以下；在電流連續(xù)下的轉(zhuǎn)換變壓器 (Continuous Current Mode， CCM)模式下工作 ,有很 大的直流分量 ,易引起磁芯飽和 ,可以在磁路中加入氣隙來解決 ,從而 使變壓器體積偏大；變壓器具有直流電流成份 ,會同時(shí)工作于 CCM/DCM(Discontinuous Current Mode,DCM)兩種模式下 ,故在設(shè)計(jì)變壓器時(shí)非常困難 ,迭代過程較繁瑣。該變換器有如下優(yōu)點(diǎn)： (1) 電感電流的減小使可以用體積較的小單個(gè)電感； (2) 兩個(gè)工作模態(tài)一致的電感，可以在一個(gè)磁芯之上放置； (3) 拓展了 Boost 變換器電壓增益的特點(diǎn)。 該變換器缺點(diǎn)： (1) 受到占空比不能過大的限制，該電壓增益一般不高于 10； (2) 輸入電流可以視為電感電流，考慮到變換器為低壓大電流輸入，具有較大體積的磁性器件； (3) 該變換器的功率開關(guān)管電流有效值過大，導(dǎo)通損耗的增大在一定程度上降低了整個(gè)系統(tǒng)的效率。根據(jù)副邊繞組整流形式的不同可以分為半波整流、半波倍壓整流、全波整流、中心抽頭整流、全波倍壓整流結(jié)構(gòu)。 V iN PSN SC 2C 1R LD 2D 1V iN PSN SC 2C 1R LD 1C 3D 2D 3 圖 13 輸出側(cè)單電容結(jié)構(gòu)耦合電感高增益直流變換器 輸出側(cè)多電容結(jié)構(gòu)耦合電感高增益直流變換器的缺點(diǎn)則是： (1) 耦合電感副邊整流二極管電壓應(yīng)力過大； (2) 功率開關(guān)管電流應(yīng)力較大。 而該類變換器的缺點(diǎn)則是：耦合電感輸出側(cè)整流二極管電壓應(yīng)力過大。同時(shí)受到開關(guān)管電壓應(yīng)力、變換效率等因素，限制了電路體積的進(jìn)一步減小，同時(shí)分布參數(shù)也制約了其效率的提高的限制。電壓升壓不可以太大，否則在電壓較高輸出時(shí)，開關(guān)管負(fù)擔(dān)很高的電壓。實(shí)際電路中，應(yīng)綜合考慮器件應(yīng)力、電壓增益等因素合理設(shè)計(jì)變壓器。 SW 1 D 1C 1U 0U i 圖 15 Flyback 電路拓?fù)鋱D 傳統(tǒng)的 Flyback 變換器的研究缺陷： 反激電路比較簡單，所以在中小功率領(lǐng)域被廣泛使用，通過對匝比調(diào)整，反激變壓器能達(dá)到高電壓的增益，但在低壓輸入高壓輸出應(yīng)用場合變壓器原邊匝數(shù)很少，導(dǎo)致變壓器的漏感其占激磁電感比例明顯變大，漏感會令變換效率下降 ，也會造成開關(guān)管關(guān)斷電壓尖峰偏高，最嚴(yán)峻時(shí)會擊穿開關(guān)管，因此應(yīng)用反激變壓器不容易高效率地傳輸能量。 Boostflyback 升壓變換器在功率開關(guān)管和功率二極管兩端的電壓較低，而且電壓增益比較高 ， Boostflyback 升壓轉(zhuǎn)換器的耦合電感是電路輸出端得到更高的電壓；輸出側(cè)的電容可以斷開緩沖器，抑制電壓峰值；低額定電壓的 功率開關(guān)是用來減少輸送損耗。 本文的研究內(nèi)容及意義 非隔離型高增益直流變換器可以實(shí)現(xiàn)高增益、高效率的功率變換，在新能源發(fā)電，工礦照明等場合都有廣泛的應(yīng)用，具有重要的研究意義。 第四章對 Boostflyback 進(jìn)行電路仿真，分析仿真結(jié)果與理論 計(jì)算對比。本文基于 Boost 拓?fù)渑c反激拓?fù)涞挠袡C(jī)組合，研究一種新的高升壓比、高效 Boostflyback(BoostflybackConventer ,BFC) 變換器拓?fù)洹? 9 D1C1D2C2R1D CsD3 圖 212 Boostflyback 拓?fù)鋱D Boostflyback 變換器的優(yōu)點(diǎn)： Boost 環(huán)節(jié)與反激環(huán)節(jié)輸入支路共用，零電壓開關(guān)管開通，零電流關(guān)斷二極管，二極管的反向恢復(fù)問題就不存在了，其變換的效率也極高。 拓?fù)涔ぷ鬟^程分析 在進(jìn)行具體的工程計(jì)算之前，先在理想狀態(tài)下分析電路工作原理。 設(shè)計(jì)電路時(shí)，首先對于變壓器電感的量應(yīng)該明確。安匝恒頻的連續(xù)模式的反激變換器電流輸出降低就會進(jìn)入斷續(xù)模式。 第 2 章 Boostflyback 變換器 10 圖 213 電流 連續(xù)波形 (波形 a)、和 電流 臨界連續(xù)波形 (b)和 電流 斷續(xù)波形 (c) 變換器工作過程分析如下： 階段 1[t0， t1] t0起始時(shí)刻 S已穩(wěn)定導(dǎo)通閉合， D1反向截止斷開， D2反向截止斷開， C C2電壓相等。 C1C2R1D CsD3 圖 2 1 4 [t0 ,t1 ] 11 階段 2[t1 ， t2 ] t1時(shí)刻 ,信號控制作用 S關(guān)斷，兩 個(gè)途徑傳遞電感能量傳遞給負(fù)載：部分儲能經(jīng)過反激電感傳遞能量給次級傳遞；另一部分能量通過電感漏感和續(xù)流二極管串聯(lián)向負(fù)載供電 (S關(guān)斷， D D2導(dǎo)通 )。也就是此階段末尾，開關(guān)管 S又重新導(dǎo)通開始下一個(gè)工作周期。雖然需要更多的元件和額外的開關(guān)邏輯時(shí)序，但是該拓?fù)涮岣吡斯ぷ餍?，更快的開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間，與二極管相比更低的 場效應(yīng)晶體管 串聯(lián)電阻 。采用直流和小信號電路模型，包括寄生分量導(dǎo)出的方程為直流電壓增益和效率。 LDCSD 1C R LD 2 圖 22 Boost 變換器結(jié)構(gòu)圖 Boost 拓?fù)潆娐?, 可以分別寫出 Boost 變換器開通和關(guān)斷狀態(tài)方程。 重新整理以上公式，變換器的輸出電壓可以表示為： dt tdiLttVgtv Lo )()()()( ?? ? (23) 式中 : Uo 代表輸出電壓 。 Li 代表電感電流。也大概知道了 Boost_Flyback 的缺陷和通過什么方式進(jìn)行改進(jìn)。 變壓器匝數(shù)計(jì)算 在最低輸入電壓時(shí)，占空比達(dá)到最大值，為保證電路的功率裝換效率， Dmax=。 R D TIIDRTI Dinm o s )2?? （有效 (34) )( 2Dinmo s IIDI ??有效 (35) 15 inoin VPI ? (36) LoD RDVI ??? )1(2 (37) Loinom o s RDVVPDI ??? )1(有效 (38) ???? 16 0010 040 022ooL PVR (39) 當(dāng)輸入電壓最低時(shí)，流過 MOS 管的電流最大： AVPI in 520xx 0m a x ??? (310) 預(yù)留 MOS 管最大電流裕量，設(shè)最大電流為 10A。最后選擇英飛凌公司的 IPP50R399CP，其最大漏極電流為 9A，最大漏源電壓為 560V，滿足設(shè)計(jì)要求。本開關(guān)電源的頻率為 100kHz,因此 T=10us。 計(jì)算 Boost 電路電流處于臨界狀態(tài)時(shí)的電感值： uHfIoDVi 2 4 0~1 2 02 )1( ?? (314) 其中 Vi為輸入電壓范圍為 20~40V， D 為 占空比， f 為開關(guān)頻率， Io 為輸出電流，當(dāng)電感的值小于此，隨電感量的提升輸出紋波變非常明顯，當(dāng)電感量大于時(shí)的 L，輸出的紋波隨電感值的增加幾乎不變小 ,增加了電感量能降低磁滯的損耗，另外鑒于輸入的波動等其他方面影響取 L=240uH。單環(huán)控制系統(tǒng)因其結(jié)構(gòu)組成簡單設(shè)計(jì)研究便捷被廣泛使用，對開關(guān)變換器，一 般對輸出電壓控制，但當(dāng)系統(tǒng)因輸入的電壓變化或者負(fù)載的突降突增波動，輸出的電壓不能很快對這些擾動產(chǎn)生反應(yīng)，所以單環(huán)控制的系統(tǒng)反應(yīng)響應(yīng)延長，輸出的電壓產(chǎn)生較大的波動甚至出現(xiàn)震蕩不穩(wěn)的現(xiàn)象。平均電 壓的閉環(huán)控制系統(tǒng)是電壓控制回路作為控制變量的輸出 17 信號時(shí)，電壓流過電感器作為反饋，電壓控制回路，因?yàn)殡姼须妷菏沁B續(xù)的，所謂的平均電壓閉環(huán)控制系統(tǒng)。峰值電壓閉環(huán)控制系統(tǒng)具有用于平均電壓閉環(huán)控制系統(tǒng)存在以下缺點(diǎn)： 1，峰值電壓閉環(huán)控制系統(tǒng)是對噪聲非常敏感 。 控制器設(shè)計(jì) Boost_flyback 變換器工作穩(wěn)定模態(tài)時(shí)，為了穩(wěn)定輸出電壓，將輸出電壓作為電壓外環(huán)的反饋量進(jìn)行控制；為了使系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)性能更好，能更快的反應(yīng)輸入電壓對系統(tǒng)的影響，將兩個(gè) 電路輸出電壓 之和作為 調(diào)節(jié)電壓 的反饋量進(jìn)行控制；其控制框圖如圖 331 所示： ov()vdGs)( sG vP Irefv?? 1K 圖 31 升壓模態(tài)下控制框圖 圖 331 中， GvPI(s)為電壓環(huán)的 PI控制器； Gvd(s)為傳遞函數(shù)； K1 為電壓采樣的采樣系數(shù)。閉環(huán)控制系統(tǒng)(closedloop control system)的特點(diǎn) 是系統(tǒng)被控制因素的輸出 (被控的對象 )會反送回來影響控制器的輸出，形成一個(gè)或者多個(gè)閉環(huán)。但沒了眼睛，就相當(dāng)也沒有反饋回路，就是一個(gè)開環(huán)控制的系統(tǒng)。 KI的減小積分作用將減小 ,但減少了超調(diào)卻使系統(tǒng)變得穩(wěn)定許多 ,但系統(tǒng)消來除靜差的速度會變慢。但大多數(shù)情況可通過調(diào)節(jié) P,I,D 的參數(shù)達(dá)到同樣的目的。無論采用哪種方法所得的控制器參數(shù)，都需要在實(shí)際運(yùn)行中進(jìn)行最后的調(diào)整和完善。曲線繞大灣漂浮，比例的度盤往小調(diào)。波動慢來動差大，可以加長微分時(shí)間。 2）逐漸增大比例系數(shù) KP，直到系統(tǒng)出現(xiàn)穩(wěn)定等幅振蕩，即臨界振蕩過程。按照規(guī)律來找，要循序漸進(jìn)，找到穩(wěn)定的在進(jìn)行微調(diào)，按照口訣的方法來，不對的地方按照方式來調(diào)節(jié)，直到滿意為止。其公式為 : ( s T ) / s T ) + (1 *k = G( s ) (316) 其中 Gain 為比例系數(shù)值， Time Constant 為時(shí)間常數(shù)。 =， Ki=0 。根據(jù)前面的口訣調(diào)節(jié)，完全可以找到相對穩(wěn)定的 Kp取 Kp=。曲線波動其周期很長，可以把積分時(shí)間再加長一些等技巧。再次仿真。并在比較合適靈敏度和穿越頻率，合理的設(shè)計(jì)控制方式的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。這種整定方法步驟簡單、工作量少、容易被工程技術(shù)人員理解和掌握，仿真的結(jié)果也表明這種方法的有效性，具有較高的實(shí)用價(jià)值。它將半導(dǎo)體功率器件等效為理想開關(guān)，能夠進(jìn)行快速的仿真，所以對于初學(xué)者來說更容易掌握。仿真和分析系統(tǒng)，不僅電路仿真單元，連接仿真器和其它公司也可以提供高效率的發(fā)展，模擬環(huán)境為用戶。 PSIM 產(chǎn)品在航空航天，船舶，電力 電子，汽車設(shè)計(jì) /制造領(lǐng)域中使用。人們更注重的電子產(chǎn)品（ PI），對于具有高效率，低功耗，低噪音的高精密電源市場需求的電源完整性，小體積也越來越大。官方也一直在更新此軟件。同時(shí)，軟件模型需要設(shè)置大量的參數(shù)，仿真耗時(shí)長，不適合新手學(xué)習(xí)，對仿真精確度要求不高的話，不建議學(xué)習(xí)這個(gè)軟件。第三章詳細(xì)介紹了第 、 節(jié)。 第 4 章主電路的仿真及結(jié)果分析 28 圖 428 Boost_flyback 總輸出的電壓波形 圖 429 Boost_flyback 總輸出電壓紋波 圖 427 為顯示了一種新型的高增益提升為轉(zhuǎn)換器的仿真波形，從圖 429 示出了輸入電試驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證理論分析的正確性。 變化的輸入電壓，輸出電壓的響應(yīng)曲線 對輸入的電壓，給一段 20~40V 變化，頻率為 4Hz 的方波電壓，觀察輸出電壓在根據(jù)輸入電壓的變化曲線。 由理論值與實(shí)驗(yàn)得到的數(shù)據(jù)結(jié)果一致的。 從 50%的負(fù)載突然加到滿載的輸出電壓波形和電流波形： 圖 4213 負(fù)載從 50%加到滿載仿真圖 上圖是負(fù)載按 8Hz 的頻率，從 100%突然減少到 50%，從 50%突然增加到 100%，即：在滿載的時(shí)候，負(fù)載電阻是 1600 歐，在 50%的負(fù)載的時(shí)候，負(fù)載電阻是 3200 歐。驗(yàn)證了理論計(jì)算，分析在模擬的可行性，優(yōu)點(diǎn)和系統(tǒng)的缺點(diǎn)。該方法用于調(diào) 整 PI 控制器和 sT 微分參數(shù)，做了很多的模擬實(shí)驗(yàn)以得到最佳參數(shù)。 （ 3） 通過迭代優(yōu)化的參數(shù)，滿足開關(guān)實(shí)現(xiàn)的全部條件，保證了在較寬負(fù)載和輸入輸出電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn) 輸入輸出功能 ，提升了電路 輸出穩(wěn)定性 ，同時(shí)解決了 變換器 存