【正文】 要電氣參數(shù) 20 升壓電感的計(jì)算 21 輸出電容的計(jì)算 21 功率元件 21 Cr、Cs、Lr及VDVDVD3 22 控制電路 22 控制電路的結(jié)構(gòu) 22 電路工作原理 23 控制電路的設(shè)計(jì) 23 開環(huán)電路仿真 28 閉環(huán)仿真 30　電壓控制環(huán)路部分 30　電流控制環(huán)路部分 31 32 32 仿真結(jié)果分析 33 33結(jié)論 35參考文獻(xiàn) 36致謝 38附錄1 I附錄2 V附錄3 VII附錄 4 XIVV參考文獻(xiàn) 第1章 緒論 課題背景隨著工業(yè)現(xiàn)代化和電氣化的進(jìn)展，人們對電能質(zhì)量的要求越來越高。電力能源在人們生產(chǎn)生活中的作用越來越重要，各種各樣的用電設(shè)備也應(yīng)運(yùn)而生，然而大多數(shù)的用電設(shè)備不是直接使用通用的交流電網(wǎng)提供的交流電作為直接的供電能源，而是通過一定的形式對其進(jìn)行電壓電流的變換，從而得到各自所需的電能形式。整流電路可以直接為要求較低的電力電子裝置提供直流電能。為了消除諧波污染、改善裝置的功率因數(shù)，功率因數(shù)校正技術(shù)應(yīng)運(yùn)而生。Boost電路作為一種基本的DC／DC變換器，由于具有電感電流連續(xù)、儲(chǔ)能電感也兼作濾波器、可抑制RFI和EMI噪聲、電流波形失真小、輸出功率大、共源極使驅(qū)動(dòng)電路簡單等優(yōu)點(diǎn)，已廣泛應(yīng)用于各種電源設(shè)計(jì)。它在傳統(tǒng)的整流電路中加入有源開關(guān)，通過控制有源開關(guān)的通、斷來強(qiáng)迫輸入電流跟隨輸入電壓變化，從而獲得接近正弦波的輸入電流和接近1的功率因數(shù)本文研究的主要內(nèi)容是BOOST型功率因數(shù)校正電路及其控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)，用以改善系統(tǒng)的功率因數(shù)，核心還是在如何提高系統(tǒng)功率因數(shù)。因此都會(huì)產(chǎn)生諧波污染和功率因數(shù)低下等問題。（3）使電氣設(shè)備（如變壓器、電容器、電機(jī)等）運(yùn)行不正常，加速絕緣老化，從而縮短它們的使用壽命?？梢娭C波的存在極大地污染了公共電網(wǎng)的用電環(huán)境，必須加以抑制和消除。掌握Boost型功率因數(shù)校正電路的工作原理及其典型控制策略。如果兩者是正弦波但是不同相，則功率因數(shù)是相位角的余弦。輸入電路通常由半波或全波整流器及其后面的儲(chǔ)能電容器組成，該電容器能夠?qū)㈦妷壕S持在接近于輸入正弦波峰值電壓值處，直至下一個(gè)峰值到來時(shí)對電容再進(jìn)行充電。下圖描述了這種情況。基波（在本例中為60 Hz）以100%的參考幅度顯示，而高次諧波的幅度則顯示為基波幅度的百分比。作為參考，圖23 顯示了功率因數(shù)校正完好的電源輸入。cosφ低，則表示用電電器設(shè)備的無功功率大，設(shè)備利用率低，導(dǎo)線、變壓器繞組損耗大。功率因數(shù)校正電路基本上是一個(gè)AC/DC變換器。PFC電路也是利用這個(gè)方法，但是加入了一個(gè)更先進(jìn)的元件，使得來自交流電源的電流是一個(gè)正弦波并與交流電壓同相位。從而實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)的校正（Power Factor Correction）。本文主要討論有源功率因數(shù)校正方法。但電感和電容校正電路具有結(jié)構(gòu)簡單的優(yōu)點(diǎn)，但是另外一方面，他們的補(bǔ)償特性又容易受到電網(wǎng)阻抗、負(fù)載特性的影響，并且會(huì)由于和電網(wǎng)阻抗發(fā)生諧振而造成電路元器件的損壞，不容易對諧波和無功功率實(shí)現(xiàn)動(dòng)態(tài)補(bǔ)償。增加該開關(guān)會(huì)增大因操作者錯(cuò)誤（比如開關(guān)位置選擇錯(cuò)誤）而給電器/系統(tǒng)帶來的風(fēng)險(xiǎn)。（3）功率因數(shù)都比較低，～。須用二個(gè)功率開關(guān)管，有一個(gè)功率開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)浮動(dòng)，電路復(fù)雜，較少采用。優(yōu)點(diǎn)是電路中的電感L適用于電流型控制，由于升壓型APFC的預(yù)調(diào)整作用在輸出電容器C上保持高電壓，所以電容器C體積小、儲(chǔ)能大；在整個(gè)交流輸入電壓變化范圍內(nèi)能保持很高的功率因數(shù)；當(dāng)輸入電流連續(xù)時(shí)，易于EMI濾波；升壓電感L能阻止快速的電壓、電流瞬變，提高了電路工作可靠性。升壓轉(zhuǎn)換器由一個(gè)根據(jù)電流命令信號(hào)Vi 對電感電流（轉(zhuǎn)換器的輸入電流）進(jìn)行整形的平均電流模式脈沖寬度調(diào)制器(PWM)驅(qū)動(dòng)。分母中的電壓平方函數(shù)抵消了VSIN的幅度和PWM控制的傳遞函數(shù)（電感中的電流斜率和輸入電壓成正比）。對于一個(gè)PFC控制器，Icp由低頻直流環(huán)路誤差放大器產(chǎn)生。為保持電流放大器的線性狀態(tài)，其輸入必須相等。乘法器的交流參考信號(hào)輸出(Vi)表示了圖3中的PFC轉(zhuǎn)換器的輸入電流波形、相位和比例系數(shù)。直到最近，僅有一兩種拓?fù)浔粡V泛用于PFC實(shí)施。許多新興的解決方案使用了成熟拓?fù)涞淖冃危恍┱嬲齽?chuàng)新的技術(shù)也已涌現(xiàn)。這種硬件形式不再附加控制器，甚至不再單設(shè)開關(guān)變換器，而是充分利用某一具體AC/DC變換器的特點(diǎn)，將開關(guān)變換器和集成控制器的功能融合到整個(gè)系統(tǒng)中去。因?yàn)樵贐oost電路中輸出電壓比輸入電壓高，所以最低的中間母線電壓也必須大于最高輸入電壓的峰值，這是由電網(wǎng)電壓的范圍決定的。除了功率級(jí)的軟開關(guān)技術(shù)研究外，另一個(gè)人們較為關(guān)注的研究方向是PFC的控制技術(shù)。這種技術(shù)的電壓環(huán)帶寬控制在20Hz以下，電流環(huán)則要求足夠快的以滿足不失真和低諧波的要求。另外其控制采用一般的PWM方式，故相當(dāng)簡單。依據(jù)目前三相PFC技術(shù)的發(fā)展情況，在今后幾年三相PFC技術(shù)的發(fā)展熱點(diǎn)問題將主要集中在幾個(gè)方面：新的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的提出；新的控制方法；將其他開關(guān)電路組合到三相PFC電路中；研究磁放大式PFC技術(shù)；軟開關(guān)技術(shù)。但是，由于Boost電路的特殊特點(diǎn)。它是在不控整流橋之后接Boost（DC/DC）變換器電路構(gòu)成。輸入電流越接近正弦電壓，電流中的諧波含量就越少，功率因數(shù)也就越接近于1。3. 開關(guān)器件驅(qū)動(dòng)容易（其源級(jí)參考點(diǎn)與電源零是一點(diǎn)）。對開關(guān)安全運(yùn)行造成危險(xiǎn)。其實(shí)在其它拓?fù)渲幸泊嬖谝蚍植紖?shù)導(dǎo)致的特殊問題，必須具體問題具體分析。這里我們僅介紹CCM模式。電壓環(huán)的構(gòu)成與圖31沒有區(qū)別，電流環(huán)的反饋電流取自電感電流，但開關(guān)的控制電平到低取決于電感電流峰值是否達(dá)到電流給定值。因?yàn)殚_關(guān)的門極電平影響電感電流的高頻調(diào)制，當(dāng)開關(guān)閉合時(shí)電感電流上升，當(dāng)電感電流達(dá)到指令電流值時(shí)開關(guān)斷開，在下一個(gè)周期內(nèi)，開關(guān)將再一次閉合重復(fù)工作。峰值電流控制發(fā)的主要優(yōu)點(diǎn)是：1 恒頻控制2 電流連續(xù)，開關(guān)電流定額小。峰值電流控制法的電流控制器是由比較器實(shí)現(xiàn)的，而平均電流控制法的電流調(diào)節(jié)器是有一個(gè)積分調(diào)節(jié)其實(shí)現(xiàn)的。反映在峰值電流控制系統(tǒng)中是需要加入斜坡補(bǔ)償函數(shù)，反映在平均電流控制中則是需要對電流環(huán)加入補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。 圖33 平均電流控制法的Boost型PFC電路原理圖滯環(huán)電流控制的系統(tǒng)構(gòu)成示于圖44。 圖34 滯環(huán)電流控制法的Boost型PFC電路原理圖滯環(huán)電流控制法的主要優(yōu)點(diǎn)是：1 實(shí)現(xiàn)簡單2 電流連續(xù)，開關(guān)電流定額小。 UC3854A的主要特點(diǎn)UC3854是一款高功率因數(shù)的集成控制電路，其主要特點(diǎn)如下：（1）采用升壓PWM控制，功率因數(shù)接近1。（5）啟動(dòng)電流進(jìn)一步降低，僅為300uA。（9）欠壓鎖定閥值可選。現(xiàn)對UC3854內(nèi)部的各個(gè)功能模塊介紹如下：欠壓封鎖比較器（UVLC）：電源電壓高于16V時(shí)，基準(zhǔn)電壓建立，振蕩器開始震蕩，輸出級(jí)輸出PWM脈沖。圖35 UC3854A內(nèi)部結(jié)構(gòu)電壓誤差放大器（VEA）：功率因數(shù)校正電路的輸出電壓經(jīng)電阻分壓后，加到該放大器的反相輸入端，其差值經(jīng)放大后加到乘法器的一個(gè)輸入端（A端）。加到電流誤差放大器的輸入端，誤差信號(hào)經(jīng)放大后，加到PWM比較器，與振蕩器的鋸齒波電壓比較，調(diào)整輸出脈沖的寬度。驅(qū)動(dòng)外接的功率MOSFET。實(shí)際應(yīng)用中，Vcc和REF與該段之間接旁路電容。電流檢測電阻與電流互感器相連，電流互感器采用負(fù)電壓輸出結(jié)構(gòu)。該端對線電流進(jìn)行檢測，生成相應(yīng)的PWM信號(hào)，實(shí)現(xiàn)對電流波形的校正。（4）Isense 電流檢測信號(hào)輸入端。（5）Mult Out乘法器輸出端。該段通過兩只外接電阻分別與REF和整流輸出電壓相連。這意味著，跨接在電壓誤差放大器上的大容量反饋電容，在控制器被瞬間禁止的周期內(nèi)仍將保持充電狀態(tài)。如果Vrms上的電壓信號(hào)與輸入線電壓的有效值成正比，就能實(shí)現(xiàn)對線電壓變化的補(bǔ)償。當(dāng)Vcc上的電壓過低或ENA為低電平時(shí)，基準(zhǔn)電壓輸出端被禁止。外接+5V偏置電壓或22kΩ上拉電阻后，該端失效。該端是電壓誤差放大器的反相輸入端，通過電阻分壓網(wǎng)絡(luò)與前置變換器輸出端相連。（13）SS 軟啟動(dòng)電容接入端。如果SS上的電壓低于REF上的基準(zhǔn)電壓，SS將作為電壓誤差放大器的基準(zhǔn)輸入。振蕩器頻率由下式?jīng)Q定（15）Vcc 偏置電源接入端。（16）GT Drv 柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)輸出端。但是需要注意的是，在驅(qū)動(dòng)容性負(fù)載時(shí)，適當(dāng)?shù)倪^沖也是必要的。第4章 仿真Boost型功率因數(shù)校正電路上張我們詳細(xì)分析了各種類型的Boost型功率因數(shù)校正電路，下面我們就對平均電流型Boost型功率因數(shù)校正電路電路分別加以仿真和分析。電感值的計(jì)算如下電感電流的最大峰值出現(xiàn)在交流輸入電壓最低且滿載時(shí)： （41）允許電感電流有20%的波動(dòng)，則 （42）電感電流出現(xiàn)最大峰值時(shí)的占空比為 （43）升壓電感值為 （44） 輸出電容的計(jì)算選擇輸出電容時(shí)要考慮開關(guān)頻率紋波電流、二次諧波電流、直流輸出電壓、輸出電壓紋波、維持時(shí)間。輸出電流Io=Po/Uo=，選取定額8A/1200V的快恢復(fù)二極管。VDVDVD3可按升壓電感最大峰值電流來選擇，由上文知升壓電感最大峰值電流為Ipk(max)=。所以從實(shí)用性角度考慮，本設(shè)計(jì)采用平均電流型控制方法。電流放大器的頻帶較寬等?？刂齐娐啡缦聢D，核心是電流調(diào)節(jié)器，由線性乘法器、電流誤差放大器和PWM比較器組成。由于電流環(huán)是無差的，因此，RMO和RS的電壓差等于零，迫使主回路電流跟蹤輸入整流電壓的波形呈正弦波。該功能是由RPK1和RPK2組成的分壓器和峰值電流限制比較器來完成的。圖42前饋分壓電路可見，由RFFRFFRFFCFFCFF2 組成一個(gè)二階RC低通濾波器，其傳遞函數(shù)為 （4—13）,①前饋分壓電阻的確定前饋電壓VFF與輸入電壓的平均值成正比，前饋電壓須滿足兩個(gè)直流條件:在高輸入電網(wǎng)線電壓下，因?yàn)樵谠撾妷褐禃r(shí)前饋電壓輸入被箝制，因此失去前饋功能。 （4—21）④偏置電阻RB1:RB1與RVAC組成分壓器，補(bǔ)償零點(diǎn)失真。為防止驅(qū)動(dòng)時(shí)產(chǎn)生高頻振蕩，在開關(guān)管的柵極串入電阻R1，一般取10Ω。這個(gè)斜率乘以電流誤差放大器在開關(guān)頻率時(shí)的增，益，等于振蕩器輸出斜坡電壓的斜率。開環(huán)仿真波形分析：由開環(huán)輸入電壓電流波形可以看出，電流發(fā)生了嚴(yán)重畸變，這將導(dǎo)致功率因數(shù)非常低。推導(dǎo)其傳遞函數(shù),如下所示: ， (注:“”為并聯(lián)運(yùn)算符,其含義為“上乘下加”,下同)。Wp=Ccz+CcpRczCczCcp ,Wz=RczCcz綜合以上三部分的分析,我們可以按如下方式建立該控制器的模型:將輸出電壓乘上一個(gè)負(fù)增益與參考電壓相加之后進(jìn)入了電壓放大器,其行為可看作是兩信號(hào)相減。這樣就構(gòu)建以運(yùn)算放大器為核心的功率因數(shù)控制器的模型。圖45 BoostAPFC在PSpice中仿真模型圖；輸出電壓增益（E4的增益）（輸出電壓為直流400V，,）。這樣功率因數(shù)校正不但使得功率因數(shù)得到了很大提高，同時(shí)也降低了電流諧波，減少了因使用電力電子裝置對電網(wǎng)造成的污染。第二章主要介紹了功率因數(shù)校正電路的具體分類以及一般功率因數(shù)校正的形式，然后介紹了一般功率因數(shù)校正電路存在的問題。功率因數(shù)的校正是一個(gè)值得我們深入研究的領(lǐng)域，通過這篇文章研究發(fā)現(xiàn)，有源功率因數(shù)的校正還是很有研究價(jià)值的，雖然有源功率因數(shù)校正電路相對于無源功率因數(shù)校正技術(shù)電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜很多，但是，通過深入的研究電路元件參數(shù)和電路主體的關(guān)系，我們能夠得到非常理想的功率因數(shù)校正目標(biāo)是有源功率因數(shù)校正中的平均電流型Boost功率因數(shù)校正電路。感謝我的同學(xué)王雷、徐陽、張穎超、孫乃迪、郝清芬等，謝謝他們在畢業(yè)設(shè)計(jì)中給我提出的寶貴意見和建議，臨近畢業(yè)我非常懷念我們同甘共苦走過四年的大學(xué)生歲月。隨著對用電設(shè)備性能指標(biāo)要求的不斷提高，這一技術(shù)得到了廣泛的實(shí)際應(yīng)用。電力電子裝置中，解決這種污染的主要途徑之一是使用有源功率因數(shù)校正技術(shù)，開關(guān)功率變換器的功率因數(shù)校正及控制就是該領(lǐng)域的一個(gè)重要課題。二、研究的基本內(nèi)容，擬解決的主要問題 電力電子裝置中,開關(guān)電源以其效率高，功率密度高而在電源領(lǐng)域中占主導(dǎo)地位。這些都迫切需要采取有效措施來減少諧波并提高功率因數(shù)。四、研究工作進(jìn)度 第1 ～ 4周 查閱資料，閱讀文獻(xiàn) 第5 ～ 8周 確定方案，設(shè)計(jì)電路第 9～12 周 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì) 第13～16 周 進(jìn)行仿真，驗(yàn)證可行性第17～18周 撰寫論文，準(zhǔn)備答辯五、主要參考文獻(xiàn)1 鄭穎楠. 2 王兆安, （第四版）.機(jī)械工業(yè)出版社，20043 侯云海,薛鵬,王輝,盧秀和. 新式電感型非線性阻抗變換整流電路. 通信電源技術(shù), 2004年6月25日第21卷第3期4 魏艷君. 電力電子電路仿真, 燕山大學(xué) 5 劉跟平、湯永德、王國君、侯云海. 基于電感非線性阻抗變換的一種（自然科學(xué)版）, 2008年7月第28期增刊 6 路秋生. ，7 盧秀和、白羽、候云海、韓順杰. 非線性阻抗變換式斬波電路. 通信電源技術(shù)， 2003年12月第6期8 侯云海，盧秀和，林潔瓊. 一種新型高效斬波電路. 長春理工大學(xué)學(xué)報(bào), 2003年12月第26卷第4期9 William shepherd,li zhang .powerconverter ，10 張占松，蔡宣三. 開關(guān)電源的原理與設(shè)計(jì)[M] .北京電子工業(yè)出社,1999.11 Zheren Lai，Keyue ．A New Extension of OneCycle Control and Its Application toSwitching Power Amplifiers