【正文】 (代替揚(yáng)聲器 )，輸入端接 Ui ，逐漸增大輸入電壓 Ui ，直到 U0 的波形剛好不出現(xiàn)諧波失真 (r1%)，此時(shí)對應(yīng)的輸出電壓為最大輸出電壓。 使音響放大器輸出額定功率時(shí)所需的輸入電壓 (有效值 )稱為靈敏度。即 A 類、 AB 類、 B 類、 C 類、 D類。 1. A 類放大器 我們略去電路直接從特性曲線來討論工作狀態(tài)，見圖 31中左邊為晶體管輸入特性，固定置偏 所形成的工作點(diǎn)在 Q點(diǎn)，當(dāng)正弦音頻信號輸入時(shí)，其幅度未超出線性范圍，集電極工作狀態(tài)處于截止區(qū)和飽和點(diǎn)之內(nèi)，集電極電流為完整的全周導(dǎo)通的正弦波，此時(shí)導(dǎo)通角為 180 度， (導(dǎo)通角是以最小值至最大值之間占全周的部分來計(jì)算，全周導(dǎo)通時(shí)為 180 度 )。這種狀態(tài)失真度就很大了，所以一般乙類放大器都用雙管做成推挽式，每管工作半周構(gòu)成完整的正弦波以減少失真。 C 圖 35 C 類放大 器 4. D 類放大器 以上各類放大器介紹可知，影響放大器效率的基本因素是無信號時(shí)的工作電流，所形成的直流功率損耗。 如果輸入波形其他邊沿很陡直，降低工作點(diǎn)后，對導(dǎo)通角影響很小，那么失真劣化不大而 效率又可以提高。正是由于 D類放大器的效率高， 100瓦輸出的設(shè)備，直流功耗就十幾瓦，故散熱器就幾個(gè)平方厘米，電路板可作的很小， 大大減少了體積重量。因?yàn)?D 類放大器的晶體管只是作為開關(guān)使用的，用來控制流過負(fù)載的電流方向，所以輸出級的功耗極低。 近年來，受以下兩個(gè)主要因素的影響，這樣的局面正逐漸扭轉(zhuǎn)，使 D類放大器在很多應(yīng)用領(lǐng)域引起了人們的廣泛關(guān)注。 LCD 平板顯示器的發(fā)展對電子器件提出了“低溫運(yùn)行 (cool running)”的需求，這是由于工作溫度的升高將影響顯示顏色對比度。此外，一些新型的 D 類放大器輸出調(diào)制方案還可以降低實(shí)際應(yīng)用的 EMI。由于受到脈寬調(diào)制數(shù)據(jù)流的作用，晶體輸出管將迅速地時(shí)而飽和導(dǎo)通工作，時(shí)而截止不工作。其原理方塊圖如圖 41,波形圖如圖 42。 圖 42表示如何將正弦波變?yōu)槊}沖波，讓脈沖波的寬度受正弦波幅度調(diào)制，稱為 PWM 信號，即“脈寬調(diào)制”信號。 圖 43是 PWM 波的頻譜，當(dāng)放大單一頻率正弦時(shí)，其頻譜中除低頻段存在與輸入信號同頻率的基波成分外，還存在各次諧波的頻譜。EDA 技術(shù)經(jīng)過了三個(gè)階段的發(fā)展。電工電子類專業(yè)課程中的電工基礎(chǔ)、模擬電子技術(shù)、數(shù)字電子技術(shù)都可以通過 EDA仿真軟件，進(jìn)行電路圖的繪制、設(shè)計(jì)、仿真試驗(yàn)和分析。測試儀器的使用，應(yīng)注意相關(guān)的對話框設(shè)置，做到各項(xiàng)選擇符合其電路要求。 輸入信號抽樣―― PWM 波的形成仿真 圖 4－ 6 PWM 波的形成仿真 輸出信號 PWM 波的頻譜仿真分析 圖 4－ 7 傅里葉分析的設(shè)置 18 D 類功放的優(yōu)點(diǎn) 在傳統(tǒng)晶體管放大器中，輸出級包含提供瞬時(shí)連續(xù)輸出電流的晶體管。 和模擬功率放大器相比較， D類功率放大器有以下明顯優(yōu)勢： （ 1）直接接收 CD、 DVD 等數(shù)字音源輸出的同軸或光纖數(shù)字音頻信號，直接以數(shù)字 信號進(jìn)行放大，體現(xiàn)了與數(shù)字音源的完美結(jié)合。由于它不需傳統(tǒng)功放的靜態(tài)電流消耗，所有能量幾乎都是為音頻輸出而儲備，加之無模擬放大、無負(fù)反饋的牽制，故具有更好的“動力”特征。耗電量僅為同功率等級模擬放大器的三分之一。 （ 6）適合于大批量生產(chǎn)。但 是， A類功放的低效率和高損耗卻是它無法克服的先天頑跌。而且近年來數(shù)字音響技術(shù)的發(fā)展，人們發(fā)現(xiàn) D類功放與數(shù)字音響有很多相通之處，進(jìn)一步顯示出 D類功放的發(fā)展優(yōu)勢。這種耗電只與管子的特性有關(guān)，而與信號輸出的大小無關(guān)，所以特別有利于超大功率的場合。 20 世紀(jì) 60年代，設(shè)計(jì)人員開始研究 D類功故用于音頻的放大技術(shù)， 70年代 Bose 公司就外始生產(chǎn)D類汽車功放。把原始音頻信號加上一定直流偏置后故在運(yùn)放的正輸入端，另通過自激振蕩生成一個(gè)三角形波加到運(yùn)放的負(fù)輸入端。這樣，比較器輸出的波形就是一個(gè)脈沖寬度被音頻信號幅度調(diào)制后的波形，稱為 PWM(Pulse Width Modulation 脈寬調(diào)制 )或 PDM(Pulse Duration Modulation 脈沖持續(xù)時(shí)間調(diào)制 )波形。 第三部分需把大功率 PWM波形中的聲音信息還 原出來。 21 圖 52 模擬 D 類功放工作原理 D 類功放設(shè)計(jì)考慮的角度與 AB 類功放完全不同。所隊(duì)飽和管壓降小不但效率高，功放管的散熱結(jié)構(gòu)也能得到簡化。要把 20KHz 以下的音頻調(diào)制成 PWM信號，三角波的頻率至少要達(dá)到 200KHz。更高的調(diào)制頻率還會出現(xiàn)射頻干擾，所以調(diào)制頻率也不能高于 1MHZ。該低通濾被器工作在大電流下，負(fù)載就是音箱。 D 類功放的設(shè)計(jì)要素 雖然利用 D類放大器的低功耗優(yōu)點(diǎn)有力推動其音頻應(yīng)用，但是有一些重要問題需要設(shè)計(jì)考慮，包括：輸 出晶體管尺寸選擇；輸出級保護(hù)；音質(zhì)處理；抗電磁干擾 ( EMI)； LC濾波器設(shè)計(jì)；系統(tǒng)成本；散熱。開關(guān)電容柵極驅(qū)動電路的功耗為 CV2f，其中 C是電容， V 是充電期間的電壓變化， f是開關(guān)頻率。功率晶體管制造商試圖將其器件的RON CG 減至最小以減少開關(guān)應(yīng)用中的總功耗，從而提供開關(guān)頻率選擇上的靈活性。除了簡單的有關(guān)溫度是否已經(jīng)超過關(guān)斷閾值的二進(jìn)制指示以外，傳感器還可提供其它的溫度信息。因此，23 需要電流檢測輸出晶體管保護(hù)電路。有效的限流器還可在由于揚(yáng)聲器共振出現(xiàn)暫時(shí)的大瞬態(tài)電流時(shí)保持放大器安全工作。 圖 53 輸出級晶體管的先合后開開關(guān) 輸出晶體管導(dǎo)通時(shí)序 : MH和 ML輸出級晶體管 (見圖 53)具有非常低的導(dǎo)通電阻。兩個(gè)晶體管都斷開的時(shí)間間隔稱為非重疊時(shí)間或死區(qū)時(shí)間。 信噪比 (SNR):為了避免放大器本底噪聲產(chǎn)生的嘶嘶聲，對于便攜式應(yīng)用的低功率放大器， SNR 通常應(yīng)當(dāng)超過 90 dB，對于中等功率設(shè)計(jì) SNR 應(yīng)當(dāng)超過 100 dB，對于大功率設(shè)計(jì)應(yīng)當(dāng)超過 110 dB。用于防止輸出級沖擊電流附加的死區(qū)時(shí)間會引入非線性時(shí)序誤 差，它在揚(yáng)聲器產(chǎn)生的失真與相對于理想脈沖寬度的時(shí)序誤差成正比。發(fā)生這種情況是因?yàn)檩敵黾壘w管通過一個(gè)非常低的電阻將電源連接到低通濾波器。 使用具有高環(huán)路增益的反饋 (正如在許多線性放大器設(shè)計(jì)中所采用的 )幫助很大。 但反饋使得放大器的設(shè)計(jì)變得復(fù)雜，因?yàn)楸仨殱M足環(huán)路的穩(wěn)定性 (對 于高階設(shè)計(jì)是一種很復(fù)雜的考慮 )。有些產(chǎn)品用一個(gè)數(shù)字開環(huán)調(diào)制器和一個(gè)模數(shù)轉(zhuǎn)換器來檢測電源變化，并且用25 調(diào)整調(diào)制器進(jìn)行補(bǔ)償。對于音質(zhì) 要求寬松的應(yīng)用，可通過這些開環(huán) D類放大器進(jìn)行處理，但對于最佳音質(zhì)，有些形式的反饋似乎是必需的。D類放大器調(diào)制方案決定傳導(dǎo) EMI 和輻射 EMI 分量的基線譜。電流驅(qū)動和回路印制線應(yīng)當(dāng)集中在一起以將環(huán)路面積減至最小 (揚(yáng)聲器使用雙絞線對接線很有幫助 )。 有時(shí)，插入與放大器電源串聯(lián)的 RF 厄流線圈很有幫助。在二極管完全斷開之前，會出現(xiàn)大的反向恢復(fù)電流尖峰，從而產(chǎn)生麻煩的EMI 源。 具有環(huán)形電感器磁芯的 LC 濾波器可將放大器電流導(dǎo)致的雜散現(xiàn)場輸電線影26 響減至最小。揚(yáng)聲器用于減弱電路的固有諧振。如果對于高達(dá) 20 kHz 頻率，要求下降小于 1 dB，則要求典型的濾波器具有 40 kHz 巴特沃斯 (Butterworth)響應(yīng) (以達(dá)到最大平坦通帶 )。 額定電流：選用磁芯的額定電流應(yīng)當(dāng)大于期望的放大器的最高電流。由于該電阻串聯(lián)于半橋和揚(yáng)聲器之間，因而會消耗一些輸出功率。構(gòu)成該電路的成本大致與模擬線性放大器相同。當(dāng)驅(qū)動數(shù)字音頻源時(shí)，模擬線性放大器需要數(shù)模轉(zhuǎn)換器 (DAC)將音頻信號轉(zhuǎn)換為模擬信號。在大功率放大器中， D類放大器的總體系統(tǒng)成本仍具有競爭力，因?yàn)樵谏嵫b置節(jié)省的大量成本可以抵消 LC 濾波器的成本。 散熱注意事項(xiàng) D 類放大器相比 AB 類放 大器具有更高的效率和更好的熱性能。如果用接近最大輸出功率的連續(xù)正弦波驅(qū)動 D 類放大器，則放大器常常會進(jìn)28 入熱關(guān)斷狀態(tài)。雖然音頻信號峰值略高于正弦波，但其 RMS 值大概只有正弦波的一半。如果只能使用正弦波，則所得到的熱性能要比實(shí)際系統(tǒng)差。如圖 57 所示，將 D 類放大器貼裝到常見的 PCB，最好根據(jù)以下原則：將裸露焊盤焊接到大面積敷銅塊。 29 圖 57 裸露焊盤 D類放大器采用 TQFN 或 TQFP 封裝時(shí)，裸露焊盤是其主要散熱通道。雖然 IC的引腳并不是主要的散熱通道，但實(shí)際應(yīng)用中仍然會有少量發(fā)熱。 圖 58 D類放大器右邊的寬走線有助于導(dǎo)熱。 IC的頂部并不是器件的主要散熱通道，因此在此安裝散熱片不劃算。降低負(fù)載的峰值電流可減少 MOSFET 的 I2R損耗，進(jìn)而提高效率。如果 8W 的輸出功率能滿足要求，則可以考慮使用一個(gè) 12 揚(yáng)聲器和 15V 供電電壓，此時(shí)的峰值電流限制在 ，對應(yīng)的最大連續(xù)輸出功率為 。 圖 510輸出功率 31 另外還需要注意音頻帶寬內(nèi)負(fù)載阻抗的變化。在大部分音頻帶寬內(nèi)，該揚(yáng)聲器的阻抗都會遠(yuǎn)大于其 8的標(biāo)稱值。 圖 511 揚(yáng)聲器的阻抗的變化 5． 結(jié)論 D 類放大器的效率相比 AB 類放大器有很大提高。三角波產(chǎn)生器及比較器分別采用通用集成電路，各部分的功能清晰，實(shí)現(xiàn)靈活，便于調(diào)試。 圖 513三角波產(chǎn)生電路 載波頻率的選定既要考慮抽樣定理，又要考慮電路的實(shí)現(xiàn)，選擇 150KHz 的載波，使用四階 Butterworth LC 濾波器，輸出端對載頻的衰減大于 60dB，能滿足題目的要求，所以我們選用載波頻率為 150 kHz。 VC 4 的最大值為 2V，則 2=(R7+R6) 1/2f C4=(R7+R6)4f= 1000 4 150 1000≈ 取 C4=220pF,R7=10KΩ ,R6采用 20KΩ可調(diào)電位器。 圖 514比較器 電路 前置放大器 電路如圖 515 所示。前放仍采用寬頻帶、低漂移、滿幅運(yùn)放 TLC4502，組成增益可調(diào)的同相寬帶放大器。 超過此幅度則輸出會產(chǎn)生削波失真。 35 圖 516驅(qū)動電路 高速開關(guān)電路 1． 方案論證與比較 ①．輸出方式 方案一：選用推挽單端輸出方式 (電路如圖 517 所示 )。 36 圖 518 H橋型輸出電路 ②．開關(guān)管的選擇 為提高功率放大器的效率和輸出功率，開關(guān)管的選擇非常重要，對它的要求是高速、低導(dǎo)通電阻、低損耗。 VMOSFET 管具有較小的驅(qū)動電流、低導(dǎo)通電阻及良好的開關(guān)特性，故選用高速 VMOSFET 管。 37 圖 519 H 橋式輸出電路 ②． 雙極性 PWM H 橋式電路輸出的兩路 PWM波是 180? 反向的， 圖 520所示為 50%占空比，輸入為零的情況。 PWM1與 PWM2 都是低電平為零，高電平為 VCC 的方波， PWM1與 PWM2 形成的差動信號在 50%占空比情況下為零，如果 PWM 中包含音頻信息， PWM 占空比在 0 與 100%之間發(fā)生變化時(shí)， PWM1 與 PWM2 的相位 180? ，PWM1 與 PWM2 形成的差動信號則是低電平為 VCC，高電平為零，或者低電平為零，高電平為 VCC 的方波，如 圖 523所示。雙極性 PWM與 單極性 PWM經(jīng) LC 濾波后的波形對比如 圖 524～ 圖 526所示。所示從中可以看出對于 4Ω以上阻抗，采用單極性 PWM可以得到更平直的幅頻特性，對于低阻抗驅(qū)動，雙極 性 PWM更有優(yōu)勢。實(shí)際電路如圖 528 所示。 方案二：采用兩個(gè)相同的四階 Butterworth 低通濾波器，在保證 20kHz 頻帶的前提下使負(fù)載上的高額載波電壓進(jìn)一步得到衰減。從圖中可以看出， PWM 經(jīng)過低通濾波器后高頻分量大大減小，音頻信號得到恢復(fù)，但總會殘留部分高頻開關(guān)成分。 43 圖 533 不同負(fù)載時(shí) LC 低通濾波器頻率響應(yīng) 44 6 MAX9703/MAX9704 單聲道 /立體聲 D 類音頻功率放大器 概述 MAX9703/MAX9704單聲道 /立體聲 D類音頻功率放大器，以 D類效率提供 AB類放大器的性能，節(jié)省電路板空間，而且無需使用大型的散熱裝置。本器件采用全差分結(jié)構(gòu)、全橋輸出 ，并具有全面的雜音抑制。兩款器件都工作在 40176。 MAX9703/MAX9704 詳細(xì)說明 MAX9703/MAX9704無需濾波的 D類音頻功率放大器對開關(guān)模式放大技術(shù)作了一些重要改進(jìn)。差分輸入結(jié)構(gòu)降低了共模噪聲的拾取，可以不加輸入耦合電容。 工作效率 D類放大器的效率取決于輸出級晶體管的工作時(shí)間。標(biāo)準(zhǔn)工作電平 (典型的音頻信號重建電平 )下，效率會下降到 30%以下，但在相同條件下， MAX9704仍可保持 78%以上的效率 (圖 61)。濾波元件的任何寄生電阻都會導(dǎo)致功率損耗、降低效率。盡管這種偏移很小，若揚(yáng)聲器未經(jīng)專門設(shè)計(jì)，能夠處理額外功率的話，還是可能被損壞。H至 100181。 2. 內(nèi)部穩(wěn)壓器輸出 (VREG) MAX9703/MAX9704內(nèi)部提供一個(gè) 6V穩(wěn)壓輸出 (VREG)。用 、 REG旁路至 GND。而對 D類器件來說， 8mV的直流失調(diào)電 壓通過 8?負(fù)載時(shí)僅消耗 8181。 4. 增益選擇 MAX9703/MAX9704可由內(nèi)部設(shè)置