【正文】 loss/lb= Bf 因為，我們需要有 2 倍的電感值來保持同樣的功率，這就意味著需要 2 倍的繞組來實現(xiàn)兩倍的電感，這就使得磁感應強度變?yōu)樵瓉淼?2 ，因為磁感應強度 B與匝數(shù)同比增加。如果開關損耗遠大于通態(tài)損耗的話，可以有： PQ ??????2f ≈ ??f 一般情況下，通常的情況是這樣的：即 使在整個范圍內(nèi)進行優(yōu)化，改變開關頻率 畢業(yè)設計論文 22 對效率的影響不是很大。 如果磁芯損耗大得無法接受，可以有兩個方法：第一個辦法是進一步增加氣隙，如兩半塊磁芯的匹配連接，定制自己需要的，帶有氣隙的磁芯；第二個辦法是選用大尺寸的磁芯，隨著氣隙的增大，其邊界范圍也隨著增大，漏感也要增大，漏感增加會影響到電路中的其他元件，并且使變壓器的效率降低。 畢業(yè)設計論文 23 第四章 開關電源中的芯片介紹 TOP250 TOP250 的管腳圖及其作用 圖 41 TOP250的管腳圖 漏極 (D) 引腳：高壓功率 MOSFET的漏極輸出。與內(nèi)部并聯(lián)調(diào)整器相連接，提供正常工作時的內(nèi)部偏置電流。 外部流限 (X) 引腳： (僅限 Y、 R或 F封裝 )外部流限調(diào)節(jié)、遠程開／關控制 畢業(yè)設計論文 24 和同步的輸入引腳。連接至源極引腳則禁用此引腳的所有功能并使 TOP250以簡單的三端模式工作。它也是初級控制電路的公共點及參考點。 TOP250還集成了多項新功能，可以降低系統(tǒng)成本，提高了設計靈活性及效率。 TOP250 的典型外接電路 圖 42 TOP250典型的外接電路 由圖 42 可見， TOP250 構成的開關電源采用的是反激式拓撲結構。 TOP250增加了頻率、線電壓檢測和外部電流限制（僅限 Y、 R或 F封裝）引腳或一個多功能引腳（ P或 G封裝），以實現(xiàn)一些新的功能。 4. 采用較高的 132 kHz開關頻率，可減。 2. DCMAX可達 78%，允許使用更小的輸入存儲電容，所需輸入電壓更低或具備更大輸出功率能力。在正常工作情況下，功率 MOSFET 的占空比隨控制引腳電流的增加而線性減少， 如下圖 43所示： 畢業(yè)設計論文 26 自 動 再 啟 動I c d 1I bI l = 1 9 0 u AI l = 1 2 5 u AI l I l （ d c ）3 01 3 2I c ( m A )自 動 再 啟 動I c d 1I bI l = 1 9 0 u AS l o p e = P W M G a i nI l = 1 2 5 u AI l I l ( c d )1 03 87 8頻 率 （ k H Z ）占 空 比（ % ） 2 . 4 2 . 7 7 . 36 . 5I c ( m A ) 圖 43 占空比和頻率與控制引腳電流的關系 TOP250具有高壓啟動、逐周期電流限制、環(huán)路補償電路、自動重啟動、熱關斷等特性，還綜合了多項能降低系統(tǒng)成本、提高電源性能和設計靈活性的附加功能。所有封裝形式的器件均具備如下相同特性：軟啟動、 132 kHz 開關頻率（輕載時自動降低 )、可降低 EMI的頻率調(diào)制、更寬的 DCMAX、遲滯熱關斷及更大的爬電距離封裝。 遙控關機模式下極低的功率消耗（在 110 VAC時消耗 80 mW；在 230 VAC時消耗 160 mW），頻率隨負載減輕而降低，提高待機效率，通過網(wǎng)絡／輸入端口實現(xiàn)關機／喚醒功能。 P和 G封裝只能以 132 kHz開關頻率工作。 多功能 (M) 引腳： (僅限 P或 G封裝 )此引腳集 Y封裝的線電壓檢測 (L)及外部流限 (X)引腳功能于一體。 線電壓檢測 (L) 引腳： (僅限 Y、 R或 F封裝 )過壓 (OV)、欠壓 (UV)、降低DCMAX的線電壓前饋、遠程開／關和同步的輸入引腳。漏極電流的內(nèi)部流限檢測點。在工程設計中，通常要權衡這些因素，折合選擇。 下面我們來計算一下磁芯損耗，磁芯的總體積 ，因此磁芯的損耗為320mW/cm3 * =1184mW。因此開關頻率降低一半，磁芯損耗幾乎變?yōu)樵瓉淼?2 倍。所以磁感應強度的峰峰值是 Bmax 的一半。 200uH需要的匝數(shù)為： N=376nH200uH=23 匝 說明氣隙可以通過 Ae=178mm2 = 來計算，所以有 376nH= ? ?g82l 10* .4?匝? 這樣，可以得到氣隙長度 lg =，算好磁感應強度，就可以計算出磁感應強度： B= 23*4A* 匝? =1958G 因為我所選用的磁芯的最大磁通密度是 2286G，計算出的磁感應強度小于最大的磁通密度，所以選用的磁芯是合適的。對于氣隙，可能會有一個問題，有時要求磁芯只有一邊氣隙，而另一邊沒有氣隙。但是考慮到成本，只能現(xiàn)有的材料中選擇相近似的磁芯，現(xiàn)有的磁芯中最接近的是 E42 如圖 33。由于空氣空氣的磁導率遠遠低于鐵氧體，一次氣 隙能夠極大地增加磁路的有效長度?？紤]到開關頻率比較高，我們選用鐵氧體材料或者 MPP，完善的設計必須兩者都考慮，這里我們只考慮鐵氧體材料，因為如果效率相同，鐵氧體磁芯的體積比 MPP 的體積更小。這個方程告訴我們，一旦輸入電壓固定，如果要增加輸出功率，那么只能通過減低開關頻 率或減少電感來實現(xiàn)。正激電路的優(yōu)點很多，但是正激變換器的變壓器是不能夠存儲能量的，雖然沒有功率上限，但是正激電路多采用雙正激開關電路用在較大的功 畢業(yè)設計論文 17 率場合，而且對于要求嚴格的 MOSFET 管，以現(xiàn)有的條件限制無法滿足。各個輸出電壓和原邊隔離，而且各組輸出電壓可以任意大小，僅僅通過調(diào)節(jié)器的變比就能實現(xiàn)。 正激式變換器需要有一個最小負載，電感必須足夠大，才能保證脈動電流的峰值小于最小負載電流，否則電流就不會連續(xù)，并引起輸出電壓上升，所以正字式變壓器不能工作在空載狀態(tài)，因為無窮大的電感是不現(xiàn)實的。 Buck 變壓器只能對輸入電壓進行降壓變換，如果輸入電壓比輸出電壓低，變換器就不能正常工作，而且 buck 電路只有一路輸出，如果需要多路輸出電壓，除非愿意采用第二級電壓調(diào)節(jié)器，如接解線 畢業(yè)設計論文 16 性調(diào)節(jié)器， buck 電路就不能使用；雖然 buck 電路既可以工作于電流連續(xù)狀態(tài)，又可以工作于電流斷續(xù)狀態(tài)，但是輸入電流總是斷續(xù)的，這就意味著每個周期里，當開關關斷時，輸入電流為零，輸入電流斷續(xù)會使 EMI 濾波器要比別的電路拓撲更大，而且 buck 電路不應用門極驅(qū)動。 5） EMI 有什么要求： EMI 的要求橫哦啊，建議不要輸入電流不連續(xù)的那些拓撲，如 buck 變換器， boost 變換器，最好讓變換器工作于電流連續(xù)模式。 畢業(yè)設計論文 15 第三章 電路的選擇 電路拓撲類型的選擇 電路拓撲結構選擇要注意的問題 1）升壓或降壓：輸入電壓總是比輸出電壓高或低嗎，如果不是就不能選擇buck 變換器或 boost 變換器 2）占空比：輸入電壓和輸出電壓是否相差 5 倍以上，如果是，就可能要用變壓器。 由圖反激波形圖可得： Vcemax=Vimax+nVomax 二極管 VD2 上的最大反壓為： VVD2 = nVimax +Vcemax 圖 26 反激波形圖 畢業(yè)設計論文 14 周期 T 越輸入電壓及輸出電壓的關系式為： T=Ton+Toff=f1=2P0Lw（ V11 +nV01 ） 從上式可知，當 V V0 一定時， f 與 P0 成反比；當 P、 V0 一定時， f 與V1 成反比，屬于脈沖寬度與頻率混合調(diào)制，也是自激 行反激式電路的主要特性。及 VD1 上的極性均發(fā)生翻轉(zhuǎn)， VT 的基極電流進一步減小，其集電極電流也隨之減小，形成正反饋過程， VT 很快截止。 反激電路 反激電路圖 圖 25 反激電路 反激電路的工作原理 上圖 25 的工作過程是，接通 V1 后，通過啟動電路 R R C VD3 在VT 基極中流過小電流，一次繞組 W1 啟動，在反饋繞組 W139。= nlmaxi + w1LTVδ =nI0 + 02nLTδ ( nV1 V0)+ LwTV1δ VF 上的最大電壓： VVFmax =2V1 圖 24 正激變換器的波形圖 VD1 上的最大反向電壓： VVD1max =2V1 VD2 和 VD3 上最大電壓： VVD2max =VVD3max =V1/n V0 和 V1 關系： V0= W1W2 δ V1VVD2 VL0 畢業(yè)設計論文 12 正激電路的特點 正激電路導通時輸入饋電給負載，截止時 L 供電給負載，當單管正激時，開關管的最大電壓為 2V1，變壓器的利用率不高（僅適用磁滯回線第一象限），制作上要加反饋繞組。39。39。于此同時，在變壓器 T 中建立起磁化電流，當VF 截止時， VD2 也截止，電感 L0 上的電壓極性反轉(zhuǎn)，并通過續(xù)流二極管 VD3繼續(xù)向負載 R 供電，變壓器中的磁化電流則通過 W139。 正激電路 正激電路圖 圖 23 正激電路 正激電路的工作原理 當開關管 VF 導通時，輸入電壓 V1 全部加到變換器一次繞組 W139。 buck 電路的特點 Buck 電路只能實現(xiàn)降壓，所以在任何時候，輸出電壓只能比輸入電壓低。 當控制信號使 Q1 導通時，電感 L1 中的電流從最小值 Ilmin 增加到最大值I lmax ，當控制信號使 V 截止時， L1 中的電流又從最大值 Ilmax 下降到 Ilmin 。此時續(xù)流二極管 D1 因反向偏置而截止。 boost 電路的轉(zhuǎn)換效率比較低，所以電源電壓的利用率比較低，輸出的功率較小。當 V1 截止時，假定 L1 右端的電感反沖電壓等于輸出電壓 V0，則 L1 上的電壓為 V0V1， L1 中的電流以Δ I（ ） =（ V0V1） Toff/L1，而在穩(wěn)態(tài)， Ton 期間 L1 中電流的增量應等 于 Toff 期間電流的減量，Δ I（ +） =Δ I（ ），故有 L1V1Ton = L1V1)Toff(V0 V0=V1 ToffToffTon? =V1 ToffT =V1 TonTT =V1 D11 其中 D= TTon 由上式可知，當改變占空比 D 時，就能獲得所需的上升的電壓值。 Q1 截止時，電感L1 上電壓跳變的幅值時與占空比有關的， Ton 愈大， L1 中峰值電流大，儲存的磁能愈大。現(xiàn)在無論是國內(nèi)還是國外都在發(fā)展開關電源，所以其前景是美好的，開關電源在一定程度上取代傳統(tǒng)電源已經(jīng)是必然的趨勢了。近年來，隨著我國電力電子技術的快速發(fā)展，開關電源產(chǎn)品也朝著高頻化、高功率密度、高功率因素、高效率、高可靠性和高智能化方向發(fā)展。開關電源市場集中度相對較低，廠商間競爭較為激烈成為開關電源市場的主要特征之一。受國家宏觀政策的影響，我國電力行業(yè)結構有所調(diào)整，小火電機組相繼叫停，大型、高效機組陸續(xù)投產(chǎn)。 采用計算機輔助設計和控制：采用 CAA 和 CDD 技術設計最新變換拓撲和最佳參數(shù) ，使開關電源具有最簡結構和最佳工況。 低噪聲：開關電源的缺點之一是噪聲很大。因此，高頻化是開關電源的主要發(fā)展方向。 IPM 以 IGBT 作功率開關，將控制、驅(qū)動、保護、檢測電路一起封裝在一個模塊內(nèi)。其突出優(yōu)點是能量密度高，因而體積大大縮小，相當于常規(guī)變壓器的 20%；效率高，通常為 97%～ 99%；工作頻率高，從 50kHz 到 2MHz；低漏感 (小于 %)；低電磁干擾 (EMI)等。 功率半導體器件的發(fā)展是開關電源發(fā)展的首要條件 。電力電源廠商在日 益激烈的競爭中脫穎而出的關鍵是降低服務成本，提高服務的專業(yè)化水平。全國性的渠道架構、完善的服務售后體系、強大的市場推廣能力、豐富的市場營銷經(jīng)驗和完整的配套解決方案提供能力，這些都是一個優(yōu)秀的渠道商應該具備的要件。同時