【正文】 1R 61R 7 1R 81C 131C 141 42 34F1U 3A T F 54143P or t i nP or t out 圖 加上偏置網(wǎng)絡(luò)后的電路 圖中 L1,C1 組成輸入匹配網(wǎng)路， L2,C2 組成輸出匹配網(wǎng)絡(luò)， L1 還做門級(jí)的. . 偏置電感， L2 還做漏極的偏置電感， C3,C4 分別做為輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的低阻抗的帶內(nèi)旁路電容， R1 和 R5 做非常重要的低頻終端，做為低頻非常重要的穩(wěn)定終端， C5,C6 做為 R1,R5 的低頻旁路電容，他們的值的選擇應(yīng)該非常謹(jǐn)慎，因?yàn)樗麄円矠榈皖l的混合頻率提供了旁路。 . . 圖 初步偏置網(wǎng)路設(shè)計(jì)圖 R1= DDBBdsdsVVII?? ， R2= ? ? 4Vds Vgs RVgs? ， R4= BBVgsI ， 其中 VDD 為源級(jí)饋電電壓，Vds 為漏極電壓， Ids 為漏極所需電流， IBB 為 流經(jīng) R1 和 R2 所組成的電壓分配網(wǎng)絡(luò)的電流 ，這樣 當(dāng) IBB 至少 10 倍于最大柵極漏電流時(shí)，其值可達(dá)到 2mA,同時(shí)由 VDD=5V， Vds=3V， Id=60mA， Vgs=0． 56V，得至 ： R4=300Ω， R2=1200Ω，R1=32Ω。 4） 封裝模型電路的 S 參數(shù)仿真。 這樣就完成了 ATF54143 的 SP 模型仿真設(shè)計(jì)。 2 . 0 1 2 2 . 0 1 4 2 . 0 1 6 2 . 0 1 8 2 . 0 2 0 2 . 0 2 2 2 . 0 2 42 . 0 1 0 2 . 0 2 60 . 7 7 9 2 30 . 7 7 9 2 40 . 7 7 9 2 50 . 7 7 9 2 60 . 7 7 9 2 20 . 7 7 9 2 7f r e q , G H znf(2) 圖 優(yōu)化仿真后的 nf(2)曲線圖 從圖 可知優(yōu)化仿真后 nf(2)以達(dá)到我們要的 Nf1dB 的目標(biāo)。 S22 曲線圖，如圖 所示 圖 優(yōu)化后的 S22 曲線圖 從圖 可以知道優(yōu)化后的 S22 已經(jīng)小于 20dB。 這樣完成了優(yōu)化前的各項(xiàng)準(zhǔn)備，優(yōu)化過(guò)程電路如圖 圖 SP 模型優(yōu)化過(guò)程電路 按 Simulate 開始優(yōu)化，優(yōu)化過(guò)程的信息會(huì)在仿真狀態(tài)窗口報(bào)告中顯示，如果滿足目標(biāo)，這 EF（誤差函數(shù)）為 0；如果 EF 變到很接近 0 值，表示迭代運(yùn)算成功。 OPTIM 控制器的設(shè)置：大多數(shù)保留，在此吧仿真類型改為 Gradient 梯度方式優(yōu)化，在 Maxlter 設(shè)置為 50 此次，優(yōu)化器將重復(fù)優(yōu)化 50 次。 RangVar=freq。 RangMax=2025MHz。 SimInstanceName： SP1。 RangVar=freq。 . . RangMax=2025MHz。 SimInstanceName： SP1。 圖 輸出阻抗匹配后的輸入阻抗數(shù)據(jù)表 圖 這樣就完成了輸入和輸出匹配網(wǎng)路的設(shè)計(jì)。如圖 所示。 圖 輸入阻抗匹配后的輸入阻抗數(shù)據(jù)表 圖 3．輸出匹配設(shè)計(jì) 現(xiàn)在輸入阻抗已經(jīng)很好地和 50Ω 相匹配，但在仿真中并沒有考慮輸出阻抗的影響。如圖 所示。 圖 輸入阻抗數(shù)據(jù)列表 圖 這時(shí)可以觀察到，當(dāng) freq=， SP模型的輸入阻抗為 。增加串聯(lián)電感后的電路如圖 。這樣完成了電路的連接，在此首選測(cè)試晶體管的穩(wěn)定性，電路圖如 .。 在控件面板中選擇 S 參數(shù)仿真控件并插入到原理圖中，雙擊模版的 S 參數(shù)仿真控制器，在參數(shù)設(shè)置窗口中按照如下內(nèi)容進(jìn)行參數(shù)設(shè)置： . . Star=1950MHz，表示掃描的起始頻率為 1950MHz，由 SP 模型 的起始頻率決定。在此首選設(shè)計(jì)此 S 參數(shù)模型 ATF54143 在 處的輸入，輸出匹配。 圖 nf(2)的曲線 Nf(2)參數(shù)表示晶體管輸 出端的噪聲系數(shù)。 掃描結(jié)束后，系統(tǒng)出現(xiàn)數(shù)據(jù)顯示窗口。 圖 執(zhí)行 S 參數(shù)仿真的原理圖 雙擊模版的 S 參數(shù)仿真控制器，在參數(shù)設(shè)置窗口中按照如下內(nèi)容進(jìn)行參數(shù)設(shè)置： Star=1950MHz，表示掃描的起始頻率為 1950MHz，由 SP 模型的起始頻率決定。 ADS 仿真設(shè)計(jì) S 參數(shù)仿真 射頻和微波器件在小信號(hào)時(shí)，通常被認(rèn)為工作在線性狀態(tài)，是一個(gè)線性網(wǎng)絡(luò)；在大信號(hào)工作時(shí)，被認(rèn)為工作在非線性狀態(tài)，是非線性網(wǎng)絡(luò)。 ADS 中分別提供了數(shù)字元件模型（如 FIR 濾波器、 IIR 濾波器， AND 邏輯門、 OR 邏 輯門等）、通信系統(tǒng)元件模型（如 QAM 調(diào)頻解調(diào)器、 Raised Cosine 濾波器等）及模擬高頻元件模型（如 IQ 編碼器、切比雪夫?yàn)V波器、混頻器等）可供使用。 4 電路包絡(luò)分析（ Circuit Envelope） 電路包絡(luò)分析包含了時(shí)域與頻域的分析方法，可以使用于包含調(diào)頻信號(hào)的電路或通信系統(tǒng)中。與時(shí)域的 SPICE 仿真分析相比較，諧波平衡對(duì)于非線性的電路分析，可以提供一個(gè)比較快速有效的分析方法。 卷積分析方法為架構(gòu)在 SPICE 高頻仿真器上的高級(jí)時(shí)域分析方法，藉由卷積分析可以更加準(zhǔn)確 的用時(shí)域的方法分析于頻率相關(guān)的元件，如以 S 參數(shù)定義的元件、傳輸線、微帶線等。 ADS 軟件的仿真分析法 ： 1 高頻 SPICE 分析和卷積分析（ Convolution） 高頻 SPICE 分析方法提供如 SPICE 仿真器般的瞬態(tài)分析，可分析線性與非線性電路的 瞬態(tài)效應(yīng)。單一的集成設(shè)計(jì)環(huán)境提供系統(tǒng)和電路仿真器，以及電路圖捕獲、布局和驗(yàn)證能力 —— 因此不需要在設(shè)計(jì)中停下來(lái)更換設(shè)計(jì)工具。軟件迅速成為工業(yè)設(shè)計(jì)領(lǐng)域 EDA 軟件的佼佼者，因其強(qiáng)大的功能、豐富的模板支持和高效準(zhǔn)確的仿真能力（尤其在射頻微波領(lǐng)域），而得到了廣大IC 設(shè)計(jì)工作者的支持。在同樣的反饋系數(shù). . S12的情況下， S21越大當(dāng)然反饋的功率也越強(qiáng)，因此 S21也影響放大器的穩(wěn)定性。 在以上的討論中我們忽略了晶體管的反向傳輸系數(shù)，實(shí)際中微波場(chǎng)效應(yīng)晶體管和雙極性晶體管都存在內(nèi)部反饋，微波管的 S12就表示內(nèi)部反饋量，它是電壓波的反向傳輸系數(shù)。當(dāng) Vds=3V， Vgs=時(shí)，漏極電流約 60mA。 直流偏置電路為放大器提供合適的電壓和電流，使得晶體管工作于要求的靜態(tài)工作點(diǎn)，并在晶體管參數(shù)和溫度變化的范圍內(nèi)，保持靜態(tài)工作點(diǎn)的恒定。 由于 ATF54143 管子在工作頻帶內(nèi)的良好的低噪聲系數(shù)性能，在 NF 條件下可以在設(shè)計(jì)輸入匹配中選用共軛匹配，所以在本低噪聲放大器中選用共軛匹配的輸入網(wǎng)路。 輸入輸出匹配電路電路設(shè)計(jì) 射頻輸入端匹配在低噪聲放大器設(shè)計(jì)中通常都起著關(guān)鍵性的作用。當(dāng)每個(gè)源端與微帶相連時(shí)，沿著微帶線的任何一點(diǎn)都可以連接到地端，要得到最低的電感值，只需在距元件源端最近的點(diǎn)上將源端焊盤與地端相連，并只有非常短的一段蝕刻。為確保 ATF54143 在盡可能寬的頻帶內(nèi)保持穩(wěn)定，這里采取源極引入串聯(lián)感性反饋的方法，電感采用一段很細(xì)的微帶線來(lái)代替 。但是與一般的雙極型晶體管不同 ,它的偏置電壓不是 ,而是工作在大約。 安捷倫公司的 ATF54143 是一種增強(qiáng)型偽高電子遷移率晶體管 (EpHEMT)，不需要負(fù)柵極電壓，與耗盡型管相比較，可以簡(jiǎn)化排版而且減少零件數(shù)，該晶體管最顯著的特點(diǎn)是低噪聲，并具有高增益、高線性度等特性，他特別適用于工作頻率范圍在 450 MHz～ 6 GHz 之間的蜂窩／ PCS／ wCDMA基站、無(wú)線本地環(huán)路、固定無(wú)線接入和其他高性能應(yīng)用中的第一 階和第二階前段低噪聲放大器電路中。 . . 第三章 低噪聲放大器的設(shè)計(jì) 放大器設(shè)計(jì)的主要流程 低噪聲放大管的選擇 低噪聲放大器 (LNA)是射頻微波電路接收前端的主要部分，由于他位于接收機(jī)的最前端，要求他的噪聲越小越好，但又要求有一定的增益，最小 噪聲和最大選擇晶體管 S 參數(shù)，噪聲參數(shù)，功率輸出，價(jià)格 計(jì)算 K 值 K1 計(jì)算 Gma k1 計(jì)算增益 Gma 在 TS和 TL 平面內(nèi)畫出不穩(wěn)定區(qū) 假設(shè) S12=0，在頻率 f2設(shè)計(jì) M1,M2 在穩(wěn)定區(qū)令增益 Gma，在 f2設(shè)計(jì) M1,M2 畫出 TS和 TL 多頻率的變化曲線，檢驗(yàn)穩(wěn)定性 設(shè)計(jì)直流偏置電路，在檢驗(yàn)穩(wěn)定性 安排整個(gè)放大器電路 核實(shí)可實(shí)現(xiàn)性 安排光刻 是 否 否 否 否 是 . . 增益一般不能同時(shí)滿足，獲取最小噪聲和最大功率是矛盾的，一般電路設(shè)計(jì)總是選擇折中的方案來(lái)達(dá)到設(shè)計(jì)的要求，以犧牲一定的增益來(lái)獲得最小噪聲，而在射頻微波通信電路中，需要處理微弱的射頻微波信號(hào)，因此，討論合適的低噪聲放大器電路的設(shè)計(jì)具有非常實(shí)際的意義。 用以改善穩(wěn)定性的隔離器應(yīng)該具有的特性是： (1) 頻帶必須很寬，要能夠覆蓋低噪聲放大器不穩(wěn)定頻率范圍； (2) 反向隔離度并不要求太高； (3) 正向衰減只需保證工作頻帶之內(nèi)有較小衰減，以免影響整機(jī)噪聲系數(shù)，而工作頻帶外，則沒有要求。對(duì)于雙極晶體管則是在發(fā)射極經(jīng)反饋元件接地。在同樣的反饋系數(shù)S12 的情況下， S21 越大當(dāng)然反饋的功率也越 強(qiáng)，因此 S21 也影響放大器的穩(wěn)定性。 在以上的討論中我們忽略了晶體管的反向傳輸系數(shù)，實(shí)際中微波場(chǎng)效應(yīng)晶體管和雙極性晶體管都存在內(nèi)部反饋，微波管的 S12就表示內(nèi)部反饋量，它是電壓波的反向傳輸系數(shù)。實(shí)際設(shè)計(jì)中由于要兼顧到放大器的增益，通常我們不取最小噪聲系數(shù)。 2）微波低噪聲管要有足夠高的增益和高的動(dòng)態(tài)范圍 ,一般要求放大器工作增益大于 10dB 以上 , 當(dāng)輸入信號(hào)達(dá)到系統(tǒng)最大值時(shí)由放大器非線性引起的交調(diào)產(chǎn)物小于系統(tǒng)本底噪聲，對(duì)于 ZXPCS 大基站項(xiàng)目由于最大輸入信號(hào)小于 44dBm，考慮到放大器 13dB 左右增益，我們選取了 ATF34143 場(chǎng)效應(yīng)管它的增益可達(dá)15dB， OIP3 為 30dBm左右。 放大器的動(dòng)態(tài)范圍（ IIP3） 在低噪聲放大器的設(shè)計(jì)中，應(yīng)充分考慮整個(gè)接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍，以免在接收機(jī)后級(jí)造成嚴(yán)重的非線性失真，一般應(yīng)選擇低噪聲放大器的輸入三階交調(diào)點(diǎn) IIP3較高一點(diǎn)，至少比最大輸入信號(hào)高 30dB，以免大信號(hào)輸入時(shí)產(chǎn)生非線性失真。所以，一般來(lái)說(shuō)低噪聲放大器的增益確定應(yīng)與系統(tǒng)的 整機(jī)噪聲系數(shù)、接收機(jī)動(dòng)態(tài)范圍等結(jié)合起來(lái)考慮。 低噪聲放大器的基本指標(biāo) 低噪聲放大器的二端口網(wǎng)路的基本結(jié)構(gòu)圖，如圖 所示。 低噪聲放大器基本結(jié)構(gòu)結(jié)構(gòu)圖，如圖 所示。 ◢選 擇本文設(shè)計(jì)的低噪聲放大器的晶體管，并初步設(shè)計(jì)低噪聲放大器的匹配網(wǎng)絡(luò)和偏置電路，穩(wěn)定性的解決方法。 低噪聲微波放大器（ LNA）已廣泛應(yīng)用于微波通信、 GPS 接 收機(jī)、遙感遙控、雷達(dá)、電子對(duì)抗、射電天文、大地測(cè)繪、電視及各種高精度的微波測(cè)量系統(tǒng)中，是必不可少的重要電路。 自 1988 年以來(lái)，微波半導(dǎo)體器件的性能得到了迅猛的發(fā)展，增益高，噪聲低，頻率高，輸出功率大。 ◢ HEMT(PHEMT 和 MHEMT)高電子遷移率器件在很多場(chǎng)合下已經(jīng)取代了MESFET 器件。 SPICE 給出了雙極型 CMOS的非線性模型 BiCMOS, BiCMOS模型包括了同一硅片上的 BJTs ,N型 MOSFET和 P 型 。使用最多的等效電路模型是 GummelPoon 模型，之后出現(xiàn)了 VBIC 模型， MEXTRAM 模型和Philips 模型。低噪聲放大器的主要作用是放大天線從空中接收到的微弱信號(hào)，降低噪聲干擾，以供系統(tǒng)解調(diào)出所 需的信息數(shù)據(jù)，所以低噪聲放大器的設(shè)計(jì)對(duì)整個(gè)接收機(jī)來(lái)說(shuō)是至關(guān)重要的。放大器的噪聲系數(shù)還與晶體管的工作狀態(tài)以及信源內(nèi)阻有關(guān)。在放大微弱信號(hào)的場(chǎng)合，放大器自身的噪聲對(duì)信號(hào)的干擾可能很嚴(yán)重，因此希望減小這種噪聲，以提高輸出的信噪比。 各種測(cè)試結(jié)果表明，低噪聲放大器性能良好。放大器 選用安捷倫的 ATF54143 增強(qiáng)型偽高電子遷移率晶體管 (EpHEMT)， 其中工作 頻率范圍在 2020MHz~2025MHz。 本文詳細(xì)介紹 使 用 ADS 軟件 設(shè)計(jì)微波低噪聲小信號(hào)放大器。最后通過(guò) ADS 軟件仿真設(shè)計(jì)優(yōu)化好電路并繪制好 PCB電路圖，完成電路設(shè)計(jì)，并對(duì)電路進(jìn)行調(diào)試和實(shí)際電路的測(cè)試。一般用作各類無(wú)線電接收機(jī)的高頻或中頻前置放大器，以及高靈敏度電子探測(cè)設(shè)備的放大電路。現(xiàn)代的低噪聲放大器大多采用晶體管、場(chǎng)效應(yīng)晶體管； 微波低噪聲放大器則采用變?nèi)荻O管參量放大器 ，常溫 參放的 噪聲 溫度 Te 可低于幾十度(絕對(duì)溫度 )，致冷參量放大器可達(dá) 20K 以下，砷化鎵場(chǎng)效應(yīng)晶體管低噪聲微波放大器的應(yīng)用已日益廣泛，其噪聲系數(shù)可低于 2 分貝。 主要功能 隨著通訊工業(yè)的飛速發(fā)展，人們對(duì)各種無(wú)線通訊工具的要求也越來(lái)越高，功率輻射 小、作用距離遠(yuǎn)、覆蓋范圍大已成為各運(yùn)營(yíng)商乃至無(wú)線通訊設(shè)備制造商的普遍追求，這就對(duì)系統(tǒng)的接收靈敏度提出了更高的要求，我們知道，系統(tǒng)接收靈敏度的計(jì)算公式如下： S=174+ NF+10 ㏒ BW+S/N 由上式可見，