【正文】 止。此部分電路中，利用 MOS FET 管的快速開關特性對 VT VT3 的導通／截止進行控制，使 VT VT3 開關損耗進一步降低。輸入經(jīng)負溫度系數(shù)電阻 NTC、橋式整流器、電容 C4，成為直流電壓，正極經(jīng) L5 并聯(lián)接入 VT7。這種升壓電路適合不同輸入電壓輸入，取代了傳統(tǒng)的交流輸入 110/220 V自動切換電路。儲能電感 L開關管 VT7 組成斬波式開關穩(wěn)壓器， UC3842 構成開關 控制 18 電路。 VT7 導通時間正比于 L5 存儲能量，因此，控制 VT7 通斷占空比，可以控制升壓幅度。如果過流取樣電壓達到 1 V 左右，則自動持續(xù)關斷驅動脈沖，避免輸出電壓超高損壞負載電路和開關管。開關頻率越高，變壓器、電感器的體積越小，電路的動態(tài)響應也越好。 19 元件的選擇 1 變壓器和輸出電感的設計 依據(jù) UC3842 應用方式， 選 定 定時電阻 RT＝ ， 定時 電容 CT＝10μF。 交流輸入電壓的最小值約為 90V， UI＝ 90√2≈127(V)， 得出 N1＝ 匝，取 50 匝 。副邊線圈電感為： HANL L ?444222 ?? (45) 開關管斷開時， N1 兩端將會產(chǎn)生 感應電動勢，為了保證開關管正常工作，將感應電動勢限制到 e=300V。 20 同樣可選擇原邊 繞組 導線，原邊電流有效值為： ADINNI a x0121 ?＝ (47) 所需 繞組 導 線 截 面 積 為 ＝ ， 選 用 截 面 積 為 的導線 ()。 電路結構的選擇 小功率開關電源可以采用單端反激式或 者 單端正激式電路，電源結構簡單，工作可靠，成本 低。在 圖 41 中 ，開關管 VT 導通時 V1 導通，副邊線圈 N2 向負載供電， V4 截止， 反 饋電線圈 N3 的電流為零； VT 關斷時 V1 截止， V4 導通， N3 經(jīng)電容C1 濾波后向 UC3842⑺腳 供電，同時原邊線圈 N1 上產(chǎn)生的感應電動勢使V3 導通并加在 RC 吸收回路 。超出此限制，開關電源呈欠 電壓或過電壓保護狀態(tài)，無驅動脈沖輸出。當 ○ 6 腳輸出的高電平脈沖結束時，場效應管截止，根據(jù)楞次定律，變壓器原邊為維持電流不變，產(chǎn)生下正上負的感生電動勢，此時副邊各路二極管導通，向外提供能量。如圖 4－ 3 所示，如果由于某種原因，輸出端短路而產(chǎn)生過流，開關管的漏極電流將大幅度上升， R6 兩端的電壓上升， 其中 R19和 C8 組成濾波電路防止脈沖尖峰使電路 誤操作， UC3842 的腳 3 上的電壓也上升。由公式： Uo=(Ton/(n ff0T ))E （ 4－ 10） 可以得出，輸出電壓和開關管的導通時間及輸入電壓成正比；與初，次級繞組的匝數(shù)比及開關管的截止時間成反比。當輸出電壓出現(xiàn)正誤差，取樣電壓 V，TL431 的穩(wěn)壓值降低 ，光耦控制端電流增大， UC3842 的反饋端 (VFB)電壓值增大，輸出端的脈沖信號占空比降低，開關管的導通時間減少，輸出電壓降低；反之，如果輸出電壓出現(xiàn)負誤差， UC3842 的輸出脈沖占空比增大，輸出電壓增高，達到穩(wěn)壓目的。 當電路啟動運行后， uc3842 的啟動電壓由 R7 分壓 ,再經(jīng)二極管整流后，得到的直流電壓提供，此時第一模塊的啟動電路不再提供啟動電壓。UC3842 可以直接驅動 MOS 管、 IGBT 等，適合于制作 20～ 80W 小功率開 25 關電源。由于電力電子器件容量的增加以及開關速度的加快，開關動作產(chǎn)生的電磁干擾強度也隨之增加。傳統(tǒng)的分析將干擾傳播通道看作是對稱和時不變的結構，認為差模分量和共模分量可以完全解耦。以開關電源為對象的實驗結果表 明：共模干擾電流經(jīng)過轉化后會增大差模干擾，驗證了混合模態(tài)干擾的物理現(xiàn)象。研究發(fā)現(xiàn)，所提出的建模方法可以準確地把握電力電子裝置干擾源和干擾耦合通道特性，結合所提出的模型參數(shù)確定方法，可較快地對電力電子裝置的 EMI抑制措施進行定量分析，有效縮短濾波器的設計周期。為了提高傳導干擾計算模型在高頻段的精度，論文第四章詳細研究了電力電子器件開 關暫態(tài)過程對干擾頻域特性的影響。該研究成果成功地解決了傳導干擾高頻段精確計算的難題，適用于電力電子裝置傳導干擾全頻段的預測分析。論文第五章將部分單元等效電路的部分電感理論引入到電力電子系統(tǒng)中來，研究了電磁干擾 的回路耦合及共地耦合的傳播特性。該研究成果對分析和解決設備之間、系統(tǒng)內(nèi)部的電磁干擾耦合問題具有很強的工程應用價值。論文第六章引入雙重傅里葉積分變換方法，將電力電子 PWM 調(diào)制過程用雙變 量共同作用的雙重積分表示，實現(xiàn)了 PWM 變換單元傳導干擾的數(shù)學描述。（應用本 部分內(nèi)容提出的理論方法，對我國首條采用 PWM 全電力推進系統(tǒng)的艦船進行了研究，發(fā)現(xiàn)外方引進系統(tǒng)存在嚴重的電磁干擾隱患，設計方德國西門子公司認可了我們的研究結論，免費為該船的電力推進系統(tǒng)加裝了一套 EMI 濾波裝置。以典型的工業(yè)產(chǎn)品為對象，對 PWM 變頻驅動系統(tǒng)的傳導干擾進行了詳細的理論分析與實驗研究，對比結果表明：理論分析的誤差小于 6dB，完全滿足電磁兼容工程設計的要求。代表性論文：基于部分電感模型的回路耦合干擾研究，中國電機工程學報， 2021） 建立了 PWM 變換單元傳導干擾通用的數(shù)學模型 電力電子系統(tǒng)中大量使用的 PWM 變換單元是電磁干擾的主要來源。通過將地阻抗分解為內(nèi)部阻抗和外部電感的組合形式，建立了接地回路在金屬殼體上形成的地阻抗的數(shù)學模型，正確闡明了地電流的作用機理。為了準確地預測系統(tǒng)級電磁干擾的傳播特性，需要對回路耦合干擾進行定量計算。從研究開關器件的行為特性入手，首次提出了一種基于多段折線逼近開關暫態(tài)過程的建模方法，突破了傳統(tǒng)的干擾源模型在高頻段預測精確差的限制。但實際上開關器件在開通和關斷過程所表現(xiàn)的暫態(tài)行為要復雜的多，并不能用簡化的梯形電壓和電流波形來替代。該部分工作完善了傳導干擾關于電路模型和耦合模態(tài)的數(shù)學描述問題。現(xiàn)有文獻均沒有建立這種混合模態(tài)分量的數(shù)學分析方法，因而無法從機理上給予解釋。 目前在傳導干擾的定量預測領域， 主要存在兩大共性問題：一是多數(shù)預測方法僅針對特定的電力電子裝置，缺乏一般性，導致預測方法通用性不強；二是多數(shù)研究采用定性或粗劣的定量分析方法，干擾幅值和頻率的精度均不能滿足全頻段精確預測的要求，導致預測方法精確性不高。 附 錄 1：總體電路圖 .0 . 3 3F 1V R1LR 1 85 0 kC 1 56 8u fC 1 62 2u f2 2 0vC 10.2u fC20 . 2 u f4 7 m hRC 3u fC 4P T1U c 3 8 4 261284537R 11 kC60 . 3 3u fR 2 1 0 0ΩC 1 80 . 0 1u fR 45 . 1 kC 8 4 1 0 p f / 1.2 v Z D1 1 6 vR 53 3ΩR 1 91 k R 6 0.5ΩC 9 4 7u fKRAR 7Ω＋1 2v－N4N3 C 1 0 0. 4 7u f R3 . 9ΩC 1 1 1 0 0 0 u f/ 2 5vC 1 2 0.0 1u fC 1 3 1 0 0 0u f / 2 5vL 21 5 0 u HP C 8 1 7R 94 7 0ΩR 1 14 7 0ΩR 1 01 kR 1 67.5k R1 5 1 0kC 1 41 u fT L4 3 1 R1 7 4 .7 kC 1 71 0 0 0 u fR 1 91 kC 51 0 0 0u fN 1N 2L 13 . 3 u H＋5 v－0 . 3 3 u f1R 2 02 . 4 k8C 7 0 . 0 1 u fD 1F R 3 0 7D 2 m u r 3 0 2 0D 3D 5 M U R 3 0 2 01 0...R 35 . 1 k 26 電力電子系統(tǒng)的電磁兼容問題 電力電子系統(tǒng)的電磁兼容問題，集中體現(xiàn)為半導體器件的開關工作方式產(chǎn)生的傳導性電磁干擾（ EMI）。 結 論 UC3842 是一種性能優(yōu)良的電流控制型脈寬調(diào)制器。 24 總體電路圖分析 .0 . 3 3F 1V R1LR 1 85 0 kC 1 56 8u fC 1 62 2u f2 2 0vC 10.2u fC20 . 2 u f4 7 m hRC 3u fC 4P T1U c3 8 4 261284537R11kC60 . 3 3u fR 2 1 0 0 ΩC 1 80 . 0 1u fR 45 . 1 kC 8 4 1 0 p f / 1.2 v Z D1 1 6vR 53 3 ΩR 1 91 k R 6 0.5ΩC 9 4 7u fKRAR 7Ω＋1 2v－N4N3 C 1 0 0. 4 7u f R3 . 9 ΩC 1 1 1 0 0 0 u f/ 2 5vC 1 2 0.0 1u fC 1 3 1 0 0 0u f / 2 5vL 21 5 0 u HP C8 1 7R 94 7 0ΩR 1 14 7 0ΩR 1 01 kR 1 67.5k R1 5 1 0kC 1 41 u fT L4 3 1 R1 7 4.7 kC 1 71 0 0 0 u fR 1 91 kC 51 0 0 0u fN 1N 2L 13 . 3 u H＋5 v－ 0 . 3 3 u f1R 2 02 . 4 k8C 7 0 . 0 1 u fD 1F R 3 0 7D 2 m u r 3 0 2 0D 3D 5 M U R 3 0 2 01 0...R 35 . 1 k圖 4－ 5 總體電路圖 本設計利用 uc3842 組成的 PWM 脈沖控制驅動電路，輸出＋ 5v 和＋12v 兩個直流電源。利用 TL431 可調(diào)式精密穩(wěn)壓器構成誤差電壓放大器，再通過線性光耦對輸出進行精確的調(diào)整。這時， UC3842 的腳 ○ 6 無輸出， MOS 管 S1 截止，從而保護了電路 [8]。 UC3842內(nèi)部設有欠壓鎖定電路，其開啟和關閉閾值分別 為 16V 和 10V，電源電壓接通之后，當 7 端電壓升至 16V 時 UC3842 開始工作，啟動正常工作后，它的消耗電流約為 15mA。高電壓脈沖期間，場效應管導通，電流通過變壓器原邊，同時把能量儲存在變壓 器中。 21 圖 4－ 1 單端正激式開關電源的主電路圖 啟動電路 圖 4－ 2 輸入 220v 交流電，經(jīng)過 C L、 C2 進行低通濾波 濾波后的交流電壓經(jīng) D1～ D4 橋式整流以及電解電容 C C2 濾波后變成 3l0V 的脈動直流電壓，此電壓經(jīng) 通過電阻 R18 分壓給 uc3842 提供啟動電壓，當電壓達到 16v時達到芯片的啟動電壓， UC3842 開始工作并提供驅動脈沖， uc3842 的啟動電壓大于 16 V，啟動電流僅 1 mA 即可進入工作狀態(tài)。用電流型 PWM 控制芯片 UC3842構成的單端正激式