【正文】 eywords: Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM)。正交頻分復用 (Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM)是未來無線通信的關鍵技術之一，具有抗頻率選擇性衰落和頻譜效率高等優(yōu)點，但是，由于 OFDM 信號是由多個不同頻率、不同振幅的信號疊加而得到的 [1]，高的峰值平均功率比 (PeaktoAverage Power Ratio, PAPR)一直是將 OFDM 技術實用化的一大障礙。本畢業(yè)設計研究的 SLM 算法屬于其中的概率類技術。 PTS 可以被當作 SLM 的特例情況，它將輸入的數(shù)據(jù)符號分為若干分組，然后再合并這些分組，以減小 PAPR [7]。 20xx 年盧光躍等在文獻 [8]中提出交織分組方法的改進方案。張理華在文獻 [10]中提出了一種改進的 SLM 算法，在對信號進行過采樣之后，通過用變換矩陣取代部分 IFFT 運算的方法來降低 SLM 算法計算的復雜度。 20xx 年劉雁飛在文獻 [14]中考慮的 MSR 方法是在現(xiàn)有 SLM 算法的基礎上，通過對 SLM 方法產(chǎn)生的待選序列的適當組合，來產(chǎn)生較多的待選序列，以達到降低 PAPR的目的。 20xx 年蔣陽等在文獻 [18]中提出了一種低實現(xiàn)復雜度的改善 OFDM 系統(tǒng) PAPR性能的 SLM 改進算法 。 具體章節(jié)的內(nèi)容安排如下： 第一章為緒論部分，介紹了本論文 的研究背景及意義，國內(nèi)外學者的研究成果，對本文的安排做出規(guī)劃。 最后是結論部分，總結了本文的研究成果，指出了尚存在的問題。他描述了發(fā)送信息可同時經(jīng)過一個線性帶限信道而不受信道問干擾 (ICI)和符號間干擾 (ISI)的原理。OFDM 早期的應用有 ANIGSC1O(KATHRYN)高頻可變速率數(shù)傳調(diào)制解調(diào)器(Modem)。因而簡化了振蕩器陣列以及相關接收機中本地載波之間的嚴格同步的問題，為實現(xiàn) OFDM 的全數(shù)字化方案作了理論上的準備。他們不用空保護間隔，而是用 OFDM 符號的循環(huán)擴展來填充，這可有效地模擬一個信道完成循環(huán)卷積，這意味著當 CP 大于信道的脈沖響應時就能保證子載波間的正交性 。這是因為在高速串行傳送碼元時，深衰落會導致鄰近的一串碼元被嚴重破壞，造成突發(fā)性 誤碼。其特點是調(diào)制器發(fā)送的子信道副載波調(diào)制的碼型是方波，并在碼元間插入了保護間隙。歐洲電信標準協(xié)會 (ETSI)在 1995 年制定了基于 OFDM 技術的 DAB 標準，接著在 1997年制定了基于 OFDM 技術的 DVB 標準； 1998 年 IEEE902． 11 標準組選擇 OFDM 為WLAN 的物理層接入方案，這也是 OFDM 第一次用到分組業(yè)務通信中； 1999 年IEEE802． 11a 的一個 5GHz 的無線局域網(wǎng)標準采用 OFDM 技術作為物理層標準； 20xx年開始制定的 IEEES02． 20 移動寬帶接入 (MBWA)標準主要采用 OFDM 技術；城域網(wǎng)標準 IEEE802． 16 和第三代移動通信長期演進 (Long Term Evolution, LTE)的提案中，OFDM 也是作為不可或缺的物理層關鍵技術。 所謂的單載波調(diào)制，是在傳輸過程中，采用一個信號載波來傳輸數(shù)據(jù)。 圖 21 16QAM 星座圖 圖 22 64QAM 星座圖 圖 23 256QAM 星座圖 由于單載波調(diào)制所要達到的速率不能滿足現(xiàn)在的通信，所以我們正朝著另一個方向發(fā)展 —— 多載波調(diào)制技術。 其實，多載波調(diào)制技術也不是一個很新的技術，早在 20 世紀 50 年代，就由美國軍方研制出了第一個多載波技術，只是由于在快速傅立葉變換的到來之前不易實現(xiàn)，所以，才有最近幾十年的快速發(fā)展。另外，多載波系統(tǒng)可提供比串行方式更高的數(shù)據(jù)傳輸速率，具有較高的頻 譜利用率，這些使它在寬帶通信中得到廣泛的應用。另外，對于多徑衰落信道，單載波調(diào)制可以插入一個訓練序列用于自適應均衡器收斂和系統(tǒng)同步，多載波調(diào)制通常則是發(fā)送一個導頻以獲取頻域均衡和信道譯碼所需要的信道狀態(tài)信息。采用這樣密集的子載頻，并且在子信道間不需要保護頻帶間隔，因此能夠充分利用頻帶。 表 21 單載波與多載波傳輸方式比 系統(tǒng)參數(shù) 單載波 多載波 符號時間 sT /N sT 速率 N/ sT 1/ sT 總頻帶帶寬 2N/ sT 2N/ sT +N(2 sT ) ISI 敏感度 較敏感 較不敏感 s1/fT??江蘇科技大學本科畢業(yè)設計（論文） 9 OFDM 基本原理 OFDM 是多載波調(diào)制的一種。這樣不僅有利于增大在傳輸過程中的符號的周期時間，還可以減少碼間的干擾。 因為調(diào)制模式可以自行轉換，是可以自適應性調(diào)節(jié)的，所以每個子載波的調(diào)制模式可以變化，故串并變換需要分配給每個子載波數(shù)據(jù)段的長度也是不一樣的。所以，為了提高系統(tǒng)的性能，大多數(shù)系統(tǒng)采用數(shù)據(jù)加擾作為串并轉換工作的一部分。如圖28 所示 。由于 OFDM 在信號的傳輸過程中，各個子載波間相互重疊，子載波數(shù)隨著數(shù)量的增加系統(tǒng)的頻譜利用率不斷提高。 (4) 易于實現(xiàn) 在 OFDM 系統(tǒng)中，由于使用了快速傅立葉變換，能夠很容易就實現(xiàn)其目的。 (6) 節(jié)約了帶寬 正交的頻分復用需要頻偏相互重疊，可以節(jié)約很大一部分帶寬。 (1) OFDM 同步 同步技術是 OFDM 的一個最為關鍵的技術，因為它對 OFDM 系統(tǒng)的影響最大，直接影響系統(tǒng)的性能。進行信道估計，最大的優(yōu)點就是讓我們傳輸?shù)男畔⒌玫较嚓P解調(diào)，預先知道信道的頻譜特性，實現(xiàn)信號的正確接收。峰值信號的功率與信號的平均功率之比，稱為峰值平均功率比。第一種就是信號預畸變技術，即非線性處理在峰值功率附近的信號幅度，從而降低峰值功率，例如限幅、峰值加窗。 (5) OFDM 基本參數(shù)的選擇 一般來講， OFDM 在傳輸過程中，要確定至少三個參數(shù)：帶寬，比特速率以及保護間隔。為了最大限度的減少由于插入保護間隔所帶來的信噪比損失，希望 OFDM 符號周期長度要遠遠大于保護間隔長度，但是符號長度不能任意大，否則就意味著 OFDM 系統(tǒng)中要包含更多的子載波，從而導致子載波間隔 相應減小，系統(tǒng)的實現(xiàn)度變得復雜，所以，一般選擇 OFDM 符號周期長度為保護間隔的5 倍。 本章小結 本章圍繞 OFDM 原理展開，首先介紹了 OFDM 的發(fā)展史，然后探討了單載波和多載波體制，接著論述了 OFDM 的基本原理和系統(tǒng)模型，最后介紹了 OFDM 的優(yōu)勢江蘇科技大學本科畢業(yè)設計（論文） 14 和關鍵問題，引出下一章對 OFDM 峰均比問題的討論。 OFDM 的缺點一是對相位噪聲和載波頻偏十分敏感，二是峰均比過大。由于 OFDM 信號是由多個獨立的經(jīng)過調(diào)制的子載波信號相加而成的，這樣的合成信號很可能產(chǎn)生比較大的峰值功率，因此產(chǎn)生較大的峰均比 PAPR，峰均比的定義為 210 2m a x | |( ) 1 0 l o g( | | )nn nxP A P R d BEx? (32) 其中， nx 表示經(jīng)過 IFFT 運算后得到的輸出信號，即 101 N nkn k Nkx X WN??? ? (33) 除峰均比外，另外一種用于描述信號包絡變化的參數(shù)是峰值系數(shù) CF(Crest Factor)，該參數(shù)被定義為最大信號值與均方根之比，即 10 2m a x1 0 lo g()nnnxCFEx? (34) 本畢業(yè)設計采用 PAPR 來衡量 OFDM 系統(tǒng)的峰值參數(shù)。 圖 31 非線性功率放大器輸入輸出示意圖 考察如下的放大器模型 2 1 /( 2 )() (1 )ppxOx x? ? (35) 圖 31 給出了不同 p 值放大器輸入輸出示意圖。由此，只要子載波個數(shù) N 足夠大，就可以判斷 ()xt 的實部和虛部都將遵循高斯分布，其均值為零，江蘇科技大學本科畢業(yè)設計（論文） 17 方差為 （ 由于功率歸一化，實部和虛部各占整個信號功率的一半 ） 。 峰均比的抑制方法 目前抑制 PAPR 的方法大致可以被分為三類 [2]。 選擇映射 （ SLM）算 法減小系統(tǒng)峰均比 選擇映射 (Selected Mapping, SLM) 算法的基本思想是用 U個統(tǒng)計獨立的向量表示同樣的信息，選擇其時域信號具有最小 PAPR 值的一路進行傳輸。之后會產(chǎn)生 U組含有相同信息的向量組0 1 1 0 0 1 1 1 1[ , , , ] [ , , , ]u u u u u u u uU U UX X X X X b X b X b X b? ? ?? ? ? ?，然后再經(jīng)過離散傅里葉逆變換，得到 OFDM 信號的時域表示為： 江蘇科技大學本科畢業(yè)設計（論文） 19 101( ) e x p ( 2 ) , 0U uiuiux t X j u ft t TU ???? ? ? ?? (311) 式中， T 表示信號周期， 1/fT?? 表示子載波間距。 由 SLM原理知， SLM 算 法是對輸入序列實施了 U 組不同的相位旋轉，旋轉角度從一組旋轉因子中隨機選取而產(chǎn)生，它改變了基帶調(diào)制后的輸入信息的星座圖樣，后經(jīng) IFFT調(diào)制而 選 擇其 中一組 符號 進行 傳送。 因此， 選擇映射法的隨機相位序列數(shù)目與減小峰均比的程度密切相關， U越大，峰均比減小的效果越好，代價是 需要計算額外 U1 個 IFFT 運算，接收機還需要得知所選擇的隨機相位序列，并且這個信息必須保證可以被接收機正確接收。 可以看出 ，隨著隨機相位序列數(shù) U的增大， PAPR降低的越大；但隨著隨機相位序列數(shù) U的增大， PAPR降低的程度越來越不明顯。 綜合以上分析，我們可以得出結論： SLM 算法確實能有效降低系統(tǒng)的 PAPR。 江蘇科技大學本科畢業(yè)設計（論文） 22 本章小結 本章研究了 OFDM 系統(tǒng)中的峰均比問題，介紹了抑制峰均比的常用方法，研究了傳統(tǒng) SLM 算法的基本原理，并對系統(tǒng)進行了仿真。仿真結果表明： (1) SLM 算法以計算額外的 U－ 1 組 IFFT 運算為代價，能大大減小大峰值信號出現(xiàn)的概率，有效降低系統(tǒng)的 PAPR。 江蘇科技大學本科畢業(yè)設計（論文） 23 第四章 改進的 SLM 算法研究 多信號表示（ MSR）算法 由上一章 分析我們知道，選擇映射法是在進 行了許多次的快速傅立葉逆變換之后才得到最佳的輔助信息的，又由于每 進行一次快速傅立葉逆變換只會生成一個時域的待選序列，所以要進行很多次 IFFT 計算。所以說，對這三個參數(shù)分別取不同的值，就會產(chǎn)生很多個不同的待選序列 ( ) ( )ililP P b P???? 則新生成的時域待選序列為 ( ) ( )[] ililx ID F T X x b x??? ? ? (42) 上式中， ( ) ( )[]iix IDFT X?和 ( ) ( )[]llx IDFT X?是利用 ()iP 和 ()lP 分別得到的時域待選序列。 這種方法的關鍵問題就是怎樣選取不同的參數(shù)來構造新 的待選序列。因此，我們可以通過對所加的權值進行調(diào)整，來產(chǎn)生新的待選序列，所加的權值種類越多，那么產(chǎn)生的待選序列也就越多，那么選擇映射法的性能也會進一步改善。 我們先假設 ()iP 和 () ,lP i U l U i l? ? ?（ ）是產(chǎn)生的兩個隨機相位序列，再用這兩個隨機相位序列與原始信號數(shù)據(jù)相乘，進而得到兩個頻域的待選序列 ()iX 和 ()lX 。 SLM 算法的一大主要缺點是提高性能需要增加大量的 IFFT 次數(shù)，計算復雜度高。 SLM 算法的一大主要缺點是提高性能需要增加大量的快速傅里葉逆變換 (Inverse Fast Fourier Transform , IFFT) 次數(shù)，計算復雜度高。 隨著子載波數(shù) N 的增加，其性能逐漸降低。 其中子載波數(shù) N分別為 128， 256， 512，調(diào)制方式為 QPSK調(diào)制，隨機產(chǎn)生 510 個消息序列，隨機相位序列數(shù) U為 4，經(jīng)過仿真得到的結果如下圖： 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10105104103102101100P A P R 0 [ d B ]CCDF (Pr[PAPRPAPR0])隨機相位序列數(shù) 4 S L M ( N = 1 2 8 )S L M ( N = 2 5 6 )S L M ( N = 5 1 2 ) 圖 34 子載波數(shù)不同的 SLM算法仿真圖 由上圖可知， U=4時， CCDF = 104時，子載波數(shù) N為