【正文】 根據(jù) PWM 波產(chǎn)生的原理及仿真可知， PWM 波可有三角波與正弦波的比較可得，并可 25 通過(guò)運(yùn)算放大器所接的反相電 路對(duì)其進(jìn)行反相。 從以上仿真可得，當(dāng) LM358 的正向輸入端為 10V,即比較電壓設(shè)為 10V，同時(shí)反向輸入端為 （大于反向輸入端的電壓）時(shí)， LM358 輸出低電平，二極管發(fā)光。 。 從以上仿真可得，當(dāng) LM358 的反向輸入端電流為 2A， LM358 的正向輸入端電流（比較電流設(shè)定值）為 時(shí)，主電路的輸出電流大于比較電流設(shè)定值，則 LM358 輸出低電平，經(jīng) SR 觸發(fā)器，三極管基極電壓為低電平，三極管截止，該電路輸出高電平給 芯片 IR2110 的引腳端 SD(關(guān)斷 )，從而使引腳 SD 有效，以達(dá)到保護(hù)的目的。 從以上仿真可得，當(dāng)比較電壓的設(shè)定值為 ，同時(shí)正向輸入端為 （小于反向輸入端的電壓）時(shí)， LM358 輸出低電平，二極管發(fā)光。 圖 54 過(guò)電流保護(hù)電路圖 故障報(bào)警電路的設(shè)計(jì) 在該電路中，當(dāng)整個(gè)電路發(fā)生任何故障時(shí)，都會(huì)使 EG8010 的引腳為高電平，從而使該電路中的三極管導(dǎo)通，其集電極為低電平，使二極管發(fā)光，同時(shí)喇叭開始鳴叫，從而起到對(duì)故障進(jìn)行報(bào)警的作 用。Gamp。 由以上分析可得到表 51 所示真值表。 ③ 當(dāng) R =1， S =1 時(shí)， G1門和 G2門的輸出端被它們的原來(lái)狀態(tài)鎖定，故輸出不變。 用與非門組成的 RS觸發(fā)器見圖 53。 其電路原理圖如下圖 52 所示： 圖 52 輸入過(guò)電壓保護(hù)電路圖 （ 2）欠電壓保護(hù)電路 當(dāng)采樣主電路中的蓄電池輸入的電壓小于 LM358 的反向輸入端的電壓時(shí)，其 LM358輸出低電平，從而使發(fā)光二極管發(fā)亮，輸出低電平給 EG8010，從而使 PWM 輸出零電平。 其電路圖如下 45所示： 如圖 45 整流濾波電路 5 保護(hù)電路的設(shè)計(jì) 保護(hù)電路的方案設(shè)計(jì) （ 1）輸入欠過(guò)電壓保護(hù)：為了使輸入電壓過(guò)小或者電壓過(guò)大不會(huì)對(duì)電路等造成損壞，所以需要加入欠過(guò)壓保護(hù)電路； （ 2）輸出過(guò)電壓保護(hù)：為了減少輸出電壓過(guò)大時(shí)對(duì)用戶及整個(gè)電路造成的損失，則需加入輸出過(guò)電壓保護(hù)電路； （ 3）故障報(bào)警電路：當(dāng)發(fā)生以上故障時(shí)， PWM 波輸出為零，同時(shí)進(jìn)行報(bào)警。 整流濾波電路的設(shè)計(jì) 整流電路采用 半波整流；濾波電路采用 LC濾波電路。 因此，應(yīng)選擇 24V/220V 的交流變壓器，該變壓器 實(shí)現(xiàn)電壓由 24V交流電壓轉(zhuǎn)變?yōu)?20V 交流電壓。如圖 44所示，采用四個(gè) MOS 管 IRF460 組成全橋式主電路，四 18 路控制信號(hào)分別接 G1 和 G2 端、 G3 和 G4 端。當(dāng)交流測(cè)接在電網(wǎng)上，即交流測(cè)接有電源時(shí)，稱為有源逆變；當(dāng)交流測(cè)接在負(fù)載上時(shí)，稱為無(wú)源逆變。 17 圖 42 驅(qū)動(dòng)電路圖 DC/DC 電路的設(shè)計(jì) 由于驅(qū)動(dòng)電路及逆變電路的電壓不同，因此需要 DC/DC電路以對(duì)電路起到保護(hù)作用。 IR2110 內(nèi)部功能由三部分組成：邏輯輸入；電平平移及輸出保護(hù)。 d）邏輯電源的輸入范圍（腳 9） 5— 15V，可方便的與 TTL， CMOS 電平相匹配，而 且邏輯電源地和功率電源地之間允許有 V的 偏 移量。 （ 1） IR2110 的 引腳說(shuō)明 ： LO（引腳 1） ： 低端輸出 ； Nc（引腳 8）； 空端 ； COM（引腳 2） ： 公共端 ； VDD（引腳 9） ： 邏輯電源電壓 ； Vcc（引腳 3） ： 低端固定電源電壓 ； HIN（引腳 10） ： 邏輯高端輸入 ； Nc（引腳 4） ： 空端 ； SD（引腳 11） ： 關(guān)斷 ； Vs（引腳 5） ： 高端浮置電源偏移電壓 ； LIN（引腳 12） ： 邏輯低端輸入 ； VB (引腳 6)： 高端浮置電源電壓 ； Vss（引腳 13） ： 邏輯電路 地 電位端 ； HO（引腳 7） ： 高端輸出 ； Nc（引腳 14） ： 空端 。 b）方案二： LC 濾波電路。采用四個(gè) MOS 管 IRF460 組成全橋式主電路，四路控制信號(hào)分別 接 G1和 G2 端、 G3和 G4端；其中，左半橋的兩路控制信號(hào)反相，右半橋的兩路控制信號(hào)也反相。其中“ 78”指輸出正電壓，“ 05”指 5伏。 驅(qū)動(dòng)電路 方案一： a)概述：采用達(dá)林頓管驅(qū)動(dòng)； b)優(yōu)點(diǎn)：達(dá)林頓管有驅(qū)動(dòng)能力強(qiáng)、電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、價(jià)格相對(duì)便宜等優(yōu)點(diǎn)； c)缺點(diǎn)：在驅(qū)動(dòng)全橋式連接的 MOS 管時(shí)，至少需要 3個(gè)獨(dú)立電源，電源種類繁多； 方案二： a)概述：采用集成芯片 IR2110 驅(qū)動(dòng)； b)優(yōu)點(diǎn)： IR2110 芯片具有體積小、驅(qū)動(dòng)能力強(qiáng)、控制方便、電能利用效率高等優(yōu) 點(diǎn)，尤其是采用 R2110 芯片能夠大大減少驅(qū)動(dòng)電源的個(gè)數(shù)（僅需 1 個(gè)），充分簡(jiǎn)化驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)。 b) 同步調(diào)制 載波比 N等于常數(shù)，并在變頻時(shí)使載波信號(hào)和調(diào)制信號(hào)保 持同步的調(diào)制方式稱為同步調(diào)制。這樣，在調(diào)制信號(hào)的半個(gè)周期內(nèi)，輸出脈沖的個(gè)數(shù)不固定，脈沖相位也不固定，正負(fù)半周期的脈沖不對(duì)稱，同時(shí)，半周期內(nèi)前后 1/4周期的脈沖也不對(duì)稱。根據(jù)載波和調(diào)制 信號(hào)是否同步 即 載波比的變化情況， PWM 逆變電路可以有異步調(diào)制和同步調(diào)制兩種控制方式。 1ou 為輸出的基波波形，形狀與正弦調(diào)制波相同。雙極性調(diào)制方式在 ru 的正、負(fù)半周控制規(guī)律相同。 b) 雙極性 SPWM 控制 和單極性 SPWM 控制方式相對(duì)應(yīng)的是雙極性控制方式，如果三角波載波在半個(gè)周期內(nèi)的方向是在正負(fù)兩個(gè)方向變化的，所得到的 SPWM 波形也是在兩個(gè)方向變化的，這時(shí)就成為雙極性 SPWM 控制方式，如圖 36 所示。輸出電壓波形如圖 35所示，輸出的電壓有 du? 、 0V、 du?三種電壓值。當(dāng) ru cu 時(shí)，控制 T4導(dǎo)通，此時(shí)輸出電壓 ou 為 +Ud；當(dāng) ru ＜ cu 時(shí)，控制 T4關(guān)斷，則負(fù)載電流通過(guò) D3續(xù)流輸出電壓 ou 為 0V。載波 cu 在 ru 的正半周為正極性的三角波，在 ru 的負(fù)半周為負(fù)極性的三角波。這種方法是所有生成 SPWM 波方法中最精確的一種，其它方法都是與它近似等效，存在一定的等效誤差。當(dāng)調(diào)制信號(hào)波為正弦波時(shí)，所得到的就是 SPWM 波形。像這種脈沖的寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的 PWM 波形，也稱為SPWM (Sinusoidal PWM)波形。這就是 PWM 波形。 a) 矩形脈沖 b) 三角波脈沖 c) 正弦波脈沖 d) 單位脈沖函數(shù) 圖 31沖量相同的脈沖 上述結(jié)論是 PWM 控制的重要理論基礎(chǔ)。 如把各輸出波形用傅式變換分析，則其低頻段特性非常接近，僅在高頻段略有差異。 （ 1）驅(qū)動(dòng)電路 :主要采用逆變電源芯片 IR2110； （ 2） DC/DC 電路：主要采用模塊集成電路； （ 3）逆變電路：主要采用全橋逆變電路； （ 4）整流濾波電路： 主要采用半波整流及 LC 濾波； （ 5）欠電壓保護(hù)：采用比較器 LM358； （ 6）過(guò)電壓保護(hù)：采用比較器 LM358； （ 7）故障報(bào)警電路：采用三級(jí)管及發(fā)光二極管等。 6 本次設(shè)計(jì)的主 要工作是研究逆變電源的原理，根據(jù)設(shè)計(jì)要求選擇適于風(fēng)力發(fā)電的 逆變電源的逆變方式，然后設(shè)計(jì)其主電路和驅(qū)動(dòng)電路的參數(shù)以使其能跟隨輸入電源進(jìn)行調(diào)整以滿足市電電網(wǎng)的要求。 風(fēng)能作為一種清潔的可再生能源，其蘊(yùn)量巨大，分布面廣 ，越來(lái)越受到世界各國(guó)的重視。因此，這種形式的控制器對(duì)于非線性擾動(dòng)的抑制能力有 一定限制。由于電流內(nèi)環(huán)對(duì)系統(tǒng)特性的改造，系統(tǒng)穩(wěn)定性得到加強(qiáng)。 采用電壓瞬時(shí)值反饋或者電壓瞬時(shí)值內(nèi)環(huán)、電壓有效值外環(huán)的控制策略。空載的逆變器模型近似于一階振蕩環(huán)節(jié)，積分器的作用會(huì)增加相位滯后 。新型的 PWM調(diào)制方法雖然可以在一定程度上改善光伏逆變器 5 的輸出電壓質(zhì)量，減少波形畸變，但開環(huán)控制不可避免的具有很大的局限性 : ，總諧波畸變率高。 逆變電源波形控制技術(shù) 光伏逆變器的性能很大程度上決定了整個(gè)光伏發(fā)