【正文】 會影響它的效率和峰值電流能力。電源電壓大于等于8V時，4的負載電流將達到2A，相應的最大連續(xù)輸出功率為8W。雖然大多數(shù)揚聲器的阻抗都采用4或8，但也可采用其他阻抗的揚聲器實現(xiàn)更高效的散熱。在大部分音頻帶寬內(nèi)，阻抗都會大于其標稱值，如圖511示。8阻抗、13cm口徑揚聲器的阻抗隨頻率改變而急劇變化。 D類功放電路分析與計算（PWM）1． 方案論證與比較方案一：可選用專用的脈寬調(diào)制集成塊，但通常有電源電壓的限制，不利于本題發(fā)揮部分的實現(xiàn)方案二：采用圖512所示方式來實現(xiàn)。 TLC4502不僅具有較寬的頻帶，而且可以在較低的電壓下滿幅輸出，既保證能產(chǎn)生線性良好的三角波，而且可達到發(fā)揮部分對功放在低電壓下正常工作的要求。選定工作頻率為f=150kh，并選R7+R6=20kΩ，則電容C3的計算過程如下：對電容的恒流充電或放電電流為I=()/R7+R6=(R7+R6)則電容兩端最大電壓值為其中T為半周期，T=T/2=1/2f。 出于三角波V=2v，所以要求音頻信號的V不能大于2v，否則會使功放產(chǎn)生失真。 因此必須對輸入的音頻信號進行前置放大，其增益應大干5。圖515前置放大器電路考慮到前置放大器的最大不失真輸出電壓的幅值V2．5v，取V= V，則要求輸入的音頻最大幅度V( V/ A)=2/8=250mv。 驅(qū)動電路晶體三極管選用2SC8050和2SA8550對管。此方式可充分利用電源電壓，浮動輸出載波的峰—峰值可達10 v，有效地提高了輸出功率，且能達到題目所有指標要求，改選用此輸出電路形式。方案二：選用VMOSFET管。根據(jù)開關控制規(guī)律的不同，橋式電路的PWM 輸出可分為雙極性PWM 與單極性PWM。 圖520 雙極性PWM 占空比為50%波形 圖521 雙極性PWM 占空比變化與濾波后波形③．單極性PWMH橋式電路輸出的兩路PWM 波是同相的，圖522所示為50%占空比，輸入為零的情況，PWM1與PWM2 的相位差為零。H 橋式電路輸出PWM波的極性不同，會對濾波器輸出產(chǎn)生影響。在阻抗分別為2Ω、4Ω、8Ω、16Ω、32Ω、空載等情況下，雙極性PWM與單極性PWM經(jīng)LC濾波后的20～20kHz 幅頻特性曲線對比如圖527。 因輸出功率稍大于l w，屬小功率輸出，可選用功率相對較小、輸入電容較小、容易快速驅(qū)動的對管，IRFDl20和IRFD9120 VMOS對管的參數(shù)能夠滿足上述要求，故采用之。 缺點是負載上的高頻載波電壓得不到充分衰減。圖529 低通濾波器頻率特性圖530與圖531為PWM 濾波前后的時域與頻域分析。低通濾波器按照組成元件通?？煞譃長C、RC型，RC又可分為無源與有源型，低通濾波器的比較如表52所示圖532 數(shù)字功放中低通濾波器位置及作用 表52 低通濾波器的比較以二階LC低通濾波器為例，其拉普拉斯變換為：在LC 低通濾波器中，負載電阻R是影響Q值的一個變量，負載電阻的變化將影響頻率響應曲線，圖533所示為負載電阻為4 歐姆所設計的LC 參數(shù)，頻響曲線平坦，對于8 歐姆與2 歐姆負載，在20kHz 處的幅度分別有2db 的抬升與4dB 的下降。MAX9703/MAX9704提供兩種調(diào)制方案：固定頻率模式(FFM)與擴頻模式(SSM)，SSM模式降低了調(diào)制頻率產(chǎn)生的EMI輻射。MAX9703 提供32 引腳TQFN(5mm x 5mm x )封裝，MAX9704采用32引腳TQFN(7mm x 7mm x )封裝。MAX9703/MAX9704的應用與：LCD TV 、LCD監(jiān)視器、臺式PC、LCD放映機、免提式車載電話適配器、汽車電子。獨特的無濾波調(diào)制方案以及擴頻切換模式構成了一個緊湊、靈活、低噪聲、高效率的音頻功率放大器。當三角波輸入幅度超出相應的比較器輸入電壓時，比較器的輸出翻轉(zhuǎn)。理論上線性放大器的最佳效率為78%，不過該效率僅出現(xiàn)在輸出功率的峰值處。傳統(tǒng)的PWM結構采用較大的差分輸出擺幅(2 x VDD峰峰值)，造成紋波電流過大。由于MAX9703/MAX9704的輸出頻率遠遠超出了大多數(shù)揚聲器的帶寬，由方波頻率引起的音頻線圈的偏移非常小。典型的8?揚聲器等效串聯(lián)電感在30181。H時可以獲得最佳效率。不要用VREG作為系統(tǒng)周圍元件的6V電源。例如，在AB類器件中，8mV的直流失調(diào)電壓通過8?負載會額外消耗1mA的電流。W/(VDD/100 x η)，只有幾個微安。（3）功率輸出電路是用兩只功率晶體管接成的橋路，一只功率晶體管導通，另外一只關閉，這之間存在死區(qū)。它和D類功放不同的是，它不是使用脈寬調(diào)制的方法。DDPTM的出現(xiàn)，把數(shù)字時代的功率放大器推到一個新的高度。結論幾十年來在音頻領域中，A類、B類、AB類音頻功率放大器一直占據(jù)“統(tǒng)治”地位，其發(fā)展經(jīng)歷了這樣幾個過程：所用器件從電子管、晶體管到集成電路過程；電路組成從單管到推挽過程；電路形成從變壓器輸出到OTL、OCL、BTL形式過程。近幾年來，國際上加緊了對D類音頻功率放大器的研究與開發(fā)，并取得了一定的進展，幾家著名的研究機構及公司已經(jīng)試驗性地向市場提供了D類音頻功率放大器評估模塊及技術。在這次畢業(yè)設計中，我們走了許多彎路，但這同時使我們從中積累了許多經(jīng)驗教訓。X老師平日里工作繁多，但在我們做畢業(yè)設計的每個階段，從外出實習到查閱資料，設計草案的確定和修改，中期檢查，后期詳細設計，裝配草圖等整個過程中都給予了我們悉心的指導。如果沒有他們的努力工作，此次設計的完成將變得非常困難。參考文獻1. ：北京理工大學出版社，50。此次畢業(yè)設計才會順利完成。除了敬佩X老師的專業(yè)水平外，他的治學嚴謹和科學研究的精神也是我們永遠學習的榜樣，并將積極影響我們今后的學習和工作。致謝經(jīng)過半年的忙碌和工作，本次畢業(yè)設計已經(jīng)接近尾聲，作為一個大學生的畢業(yè)設計，由于經(jīng)驗的匱乏，難免有許多考慮不周全的地方，如果沒有導師的督促指導，以及一起工作的同學們的支持，想要完成這個設計是難以想象的。本設計詳細討論D類功放的工作原理、優(yōu)越性以及其局限性，對于本系統(tǒng)設計，有些指標還有待于進一步提高。全球音視頻領域數(shù)字化的浪潮以及人們對音視頻設備節(jié)能環(huán)保的要求，迫使人們盡快開發(fā)高效、節(jié)能、數(shù)字化的音頻功率放大器，它應該具有工作效率高，便于與其他數(shù)字化設備相連接的特點。據(jù)有關媒體報道，國內(nèi)的夏新電子已開始生產(chǎn)T類功率放大器，并已有產(chǎn)品面市。輸入的音頻信號和進入揚聲器的電流經(jīng)過DPPTM數(shù)字處理用于控制功率晶體管的導通關閉，因而不存在脈寬調(diào)制D類功放的那些缺陷。 D類功放的最新發(fā)展——T類功率放大器針對D類功率放大器的缺陷，美國Tripath公司發(fā)明了一種稱作“Digital Power ProcessingTM（DPPTM）”的數(shù)字功率處理技術，它是T類功放的核心。表61 增益設置7 D類功放的發(fā)展與技術展望 D類功放的不足（1）輸出功率晶體管并不是純粹的開關，也不是匹配得很好，會帶來畸變。W的額外功率。3. 輸出失調(diào)與AB類放大器不同的是，D類放大器在加上負載后其輸出失調(diào)電壓不會明顯增大靜態(tài)電流。MAX9703/MAX9704的REG輸出為MAX9703/MAX9704的邏輯控制引腳(G_, FS_)提供邏輯高電平電壓，從而簡化了系統(tǒng)設計，并降低了系統(tǒng)成本。H范圍內(nèi)。為獲得最佳效果，可以用一個等效串聯(lián)電感大于30181。MAX9703/MAX9704不需要輸出濾波器，而是利用揚聲器線圈自身的電感和揚聲器與人耳的天然濾波作用，從方波輸出中恢復音頻成分。 圖61 MAX9704 效率與AB 類效率的對比 應用信息1. 無濾波工作傳統(tǒng)的D類放大器需要輸出濾波器，從放大器的PWM輸出恢復音頻信號。在D類放大器中，輸出晶體管用作電流調(diào)整開關，消耗的額外功率可以忽略不計。該器件也可以配置為單端輸入放大器。MAX9703是單聲道放大器，MAX9704是立體聲放大器。C至+85176。MAX9703/MAX9704具有80dB的高PSRR，%的低THD+N，以及超過95dB的SNR。這兩款器件采用了D類結構，提供15W功率時效率高達78%。 圖530 PWM 濾波前后的時域波形 圖531 PWM 濾波前后的頻譜分布根據(jù)組成低通濾波器的元件與結構不同，低通濾波效果與應用方面不盡相同。2． 低通濾波采用開關放大技術的數(shù)字功放工作原理與模擬功放完全不同，其開關功率級輸出的高頻PWM信號中包含有音頻信號。 互補PWM開關驅(qū)動信號交替開啟Q5和Q8或Q6和Q7，分別經(jīng)兩個4階Butterworth濾波器濾波后推動喇叭工作。 (a)雙極性PWM (b) 單極性PWM圖527 不同阻抗幅頻特性曲線⑤． 總結數(shù)字功放H 橋式輸出電路的兩類PWM可分為雙極性與單極性；單極性PWM具有高頻噪聲低，電磁干擾小，4Ω以上阻抗幅頻特性平直，10kHz～20kHz 輸出電壓抬升小等優(yōu)點，所反映出的負載阻抗變化敏感性小，特別適合負載變化較大的應用場合，如公共廣播定壓輸出功放；在較低負載阻抗時，采用雙極性PWM 可以得到更大范圍的頻率響應。相關參數(shù)如下：PWM 頻率：350～400kHz；音頻信號：1kHz；負載：8Ω純電阻；LL2：15μH；CC2 ：。 圖522 單極性PWM 占空比為50%波形 圖523 單極性PWM 占空比變化與濾波后波形④． LC 濾波特性為了從PWM 波中恢復音頻信號，要采用LC元件對PWM 進行濾波，LC 參數(shù)要根據(jù)負載阻抗、PWM頻率、音頻帶寬、高頻噪聲等因素進行設計。PWM1與PWM2 都是低電平為零，高電平為VCC 的方波，PWM1 與PWM2 形成的差動信號則是低電平為VCC，高電平為VCC 的方波。2. 開關功率輸出電路①． H 橋式輸出電路基本結構H 橋式輸出電路在數(shù)字功放中廣泛采用，其差動平衡式輸出可以濾除共模噪聲，同時可以實現(xiàn)較大的輸出功率，典型的數(shù)字功放H 橋式輸出電路如圖519所示，由四個開關與輸出濾波器組成。方案一：選用晶體三極管、IGBT管。電路輸出載波峰—峰值不可能超過5v電源電壓，最大輸出功率遠達不到題目的基本要求。 驅(qū)動電路電路如圖516所示。 選擇同相放大器的目的是容易實現(xiàn)輸入電阻R1=10KΩ的要求。設置前置放大器，可使整個功放的增益從1—20連續(xù)可調(diào)，而且也保證了比較器的比較精度。使振蕩器頻率f在150KHz左右有較大的調(diào)整范圍。電路參數(shù)的計算：在5v單電源供電下，同時設定輸出的對稱三角波幅度為1v(Vp_p＝2V)。 若合理的選擇器件參數(shù)，可使其能在較低的電壓下工作，故選用此方案。雖然這一效率優(yōu)勢降低了系統(tǒng)設計時對散熱性能設計的要求，但仍然不能完全忽視系統(tǒng)散熱。然而，高頻揚聲器和分頻網(wǎng)絡的存在將降低阻抗值。揚聲器是一個復雜的機電系統(tǒng)，具有多種諧振元件。此外，12負載的工作效率要比4負載的高出10%到15%，降低了功耗。要降低峰值電流，應在保證輸出功率，以及D類放大器的電壓擺幅以及電源電壓的限制的條件下，選擇最大阻抗的揚聲器，如圖510所示。圖59給出了一個PCB表貼散熱片(218系列)。 圖58 D類放大器 3. 輔助散熱當D類放大器在較高的環(huán)境溫度下工作時，增加外部散熱片可以改善PCB的熱性能。圖58給出的PCB中，采用寬的連線將D類放大器的輸出與圖右側的兩個電感相連。 與裸露焊盤相接的敷銅塊應該用多個過孔連到PCB背面的其他敷銅塊上。盡可能在敷銅塊與臨近的具有等電勢的D類放大器引腳以及其他元件之間多布一些覆銅。圖56正弦波的RMS值高于音頻信號的RMS值，意味著用正弦波測試時，D類放大器的發(fā)熱更大。同樣，音頻信號可能存在突變，但正如測量結果所示，其平均值仍遠低于正弦波。 常見的音源，包含音樂和語音，其RMS值往往比峰值輸出功率低得多。盡管如此，使用D類