【正文】 我們的設(shè)計較為復(fù)雜煩瑣，但是X老師仍然細心地糾正圖紙中的錯誤。 在T類功率放大器中，功率晶體管的切換頻率不是固定的（在D類功率放大器中是固定的），無用分量的功率譜不是像D類功率放大器那樣是集中在載頻兩側(cè)狹窄的頻帶內(nèi)，而是散布在很寬的頻帶上，它的波形和擴譜技術(shù)的波形相似，因此，功率密度并不高，從而降低了對輸出低通濾波器的要求，同時它產(chǎn)生的EMI也不像D類功率放大器那么嚴(yán)重。而對D類器件來說，8mV的直流失調(diào)電壓通過8?負載時僅消耗8181。盡管這種偏移很小，若揚聲器未經(jīng)專門設(shè)計，能夠處理額外功率的話，還是可能被損壞。差分輸入結(jié)構(gòu)降低了共模噪聲的拾取，可以不加輸入耦合電容。圖533 不同負載時LC 低通濾波器頻率響應(yīng)6 MAX9703/MAX9704單聲道/立體聲D類音頻功率放大器 概述MAX9703/MAX9704單聲道/立體聲D類音頻功率放大器，以D類效率提供AB類放大器的性能，節(jié)省電路板空間，而且無需使用大型的散熱裝置。所示從中可以看出對于4Ω以上阻抗，采用單極性PWM可以得到更平直的幅頻特性，對于低阻抗驅(qū)動，雙極性PWM更有優(yōu)勢。VMOSFET管具有較小的驅(qū)動電流、低導(dǎo)通電阻及良好的開關(guān)特性，故選用高速VMOSFET管。前放仍采用寬頻帶、低漂移、滿幅運放TLC4502，組成增益可調(diào)的同相寬帶放大器。三角波產(chǎn)生器及比較器分別采用通用集成電路，各部分的功能清晰，實現(xiàn)靈活，便于調(diào)試。如果8W的輸出功率能滿足要求，則可以考慮使用一個12揚聲器和15V供電電壓。雖然IC的引腳并不是主要的散熱通道，但實際應(yīng)用中仍然會有少量發(fā)熱。雖然音頻信號峰值略高于正弦波，但其RMS值大概只有正弦波的一半。當(dāng)驅(qū)動數(shù)字音頻源時，模擬線性放大器需要數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)將音頻信號轉(zhuǎn)換為模擬信號。如果對于高達20 kHz頻率，要求下降小于1 dB，則要求典型的濾波器具有40 kHz巴特沃斯(Butterworth)響應(yīng)(以達到最大平坦通帶)。有時，插入與放大器電源串聯(lián)的RF厄流線圈很有幫助。有些產(chǎn)品用一個數(shù)字開環(huán)調(diào)制器和一個模數(shù)轉(zhuǎn)換器來檢測電源變化，并且用調(diào)整調(diào)制器進行補償。用于防止輸出級沖擊電流附加的死區(qū)時間會引入非線性時序誤差，它在揚聲器產(chǎn)生的失真與相對于理想脈沖寬度的時序誤差成正比。有效的限流器還可在由于揚聲器共振出現(xiàn)暫時的大瞬態(tài)電流時保持放大器安全工作。開關(guān)電容柵極驅(qū)動電路的功耗為CV2f，其中C是電容，V是充電期間的電壓變化，f是開關(guān)頻率。要把20KHz以下的音頻調(diào)制成PWM信號，三角波的頻率至少要達到200KHz。這樣，比較器輸出的波形就是一個脈沖寬度被音頻信號幅度調(diào)制后的波形，稱為PWM(Pulse Width Modulation脈寬調(diào)制)或PDM(Pulse Duration Modulation 脈沖持續(xù)時間調(diào)制)波形。而且近年來數(shù)字音響技術(shù)的發(fā)展，人們發(fā)現(xiàn)D類功放與數(shù)字音響有很多相通之處，進一步顯示出D類功放的發(fā)展優(yōu)勢。由于它不需傳統(tǒng)功放的靜態(tài)電流消耗，所有能量幾乎都是為音頻輸出而儲備，加之無模擬放大、無負反饋的牽制，故具有更好的“動力”特征。本課題研究時采用簡單易用的EWB軟件，其操作簡單、直觀，對計算機的要求低，特別適合初學(xué)者和在校的學(xué)生使用。輸出A / DLPF 輸入D/ A圖41 D類放大器的原理方塊圖圖42將正弦波變?yōu)槊}沖波的脈寬調(diào)制電路從圖41的結(jié)構(gòu)可知，兩個放大器反相連接，實際上構(gòu)成推挽狀態(tài)，起到開關(guān)作用去控制與電源串聯(lián)的負載回路(RL)，低通濾波器LPF可以濾去脈沖波的高頻部分，得到基波成分，所以實際上成為數(shù)/模(D/A)轉(zhuǎn)換電路，重新將脈沖波還原成為正弦波。首先，是市場需要。無信號時電流愈大則直流損耗大，效率低。使輸入為零時，輸出負載凡上的電壓稱為噪聲電壓U。對于高電感的揚聲器，在設(shè)計電路時，是可以省去低通濾波器〔LPF)，這樣可以大大的節(jié)省體積和花費。隨著生活水平的提高，環(huán)保與能量的利用率也漸漸成為人們所關(guān)注的問題，正因為這樣，人們再一次把目光投向數(shù)字功放。此外，模擬功率放大器還存在以下的缺點:，成本高。 放大器的技術(shù)指標(biāo):音響放大器輸出失真度小于某一數(shù)值(r1%)的最大功率稱為額定功率，表達式；P= U/R, U為負載兩端的最大不失真電壓，R為額定負載阻抗。圖31 A類放大器2. B類放大器圖32 B類放大器靜態(tài)置偏為Q點，處于截止點上，因此信號輸入時，只有半周導(dǎo)通(導(dǎo)通角為90度) ，如圖32所示。D類放大器與線性音頻放大器（如A類、B類和AB類）相比，在功效上有相當(dāng)?shù)膬?yōu)勢。采用脈寬調(diào)制后，音頻信號便成為一系列的用“0”和“1”表示的寬度可變的脈沖串，脈沖的寬度越寬，信號的幅度就越大。f輸入信 號的頻率諧波頻譜圖43 PWM波的頻譜 D類功放的EDA仿真 EDA仿真概述EDA（Electronic Design Automation ）是指以計算機為工作平臺，融合應(yīng)用電子技術(shù)、計算機技術(shù)、智能化技術(shù)最新成果而研制成功的電子CAD通用軟件包。實現(xiàn)音頻系統(tǒng)放大器許多可能的類型包括A類放大器，AB類放大器和B類放大器。產(chǎn)品的一致性好，生產(chǎn)中無需調(diào)試，只要保證元器件正確安裝即可。一方面汽車用蓄電池供電需要更高的效率，另一方面空間小無法放入有大散熱板結(jié)構(gòu)的功故，兩者都希望有D類這樣高效的放大器來放大音頻信號。此時功放管的線性已沒有太大意義，更重要的是開關(guān)響應(yīng)和飽和壓降。嚴(yán)格地講，設(shè)計時應(yīng)把音箱阻抗的變化一起考慮進去，但作為一個功放產(chǎn)品指定音箱是行不通的，所以D類功放與音箱的搭配小更有發(fā)燒友馳騁的天地。通過測量溫度，控制電路可逐漸減小音量水平，減少功耗并且很好地將溫度保持在限定值范圍內(nèi)，而不是在熱關(guān)斷期間強制不發(fā)出聲音。 音質(zhì)處理在D類放大器中，要獲得好的總體音質(zhì)必須解決幾個問題。LC濾波器輸入的反饋會大大提高PSR并且衰減所有非LC濾波器失真源。但是，可以使用一些板級的設(shè)計方法減少D類放大器發(fā)射的EMI，而不管其基線譜如何。在成本和EMI性能之間的一種好的折衷方法是通過屏蔽減小來自低成本鼓形磁芯的輻射。如果電阻太高，應(yīng)當(dāng)使用較粗的繞線或選用要求繞線匝數(shù)較少的其它金屬材質(zhì)的磁芯，用以提供需要的電感。盡管如此，使用D類仍然需要放大器時慎重考慮其散熱。盡可能在敷銅塊與臨近的具有等電勢的D類放大器引腳以及其他元件之間多布一些覆銅。圖59給出了一個PCB表貼散熱片(218系列)。然而，高頻揚聲器和分頻網(wǎng)絡(luò)的存在將降低阻抗值。使振蕩器頻率f在150KHz左右有較大的調(diào)整范圍。電路輸出載波峰—峰值不可能超過5v電源電壓，最大輸出功率遠達不到題目的基本要求。 圖522 單極性PWM 占空比為50%波形 圖523 單極性PWM 占空比變化與濾波后波形④． LC 濾波特性為了從PWM 波中恢復(fù)音頻信號，要采用LC元件對PWM 進行濾波，LC 參數(shù)要根據(jù)負載阻抗、PWM頻率、音頻帶寬、高頻噪聲等因素進行設(shè)計。2． 低通濾波采用開關(guān)放大技術(shù)的數(shù)字功放工作原理與模擬功放完全不同，其開關(guān)功率級輸出的高頻PWM信號中包含有音頻信號。C至+85176。 圖61 MAX9704 效率與AB 類效率的對比 應(yīng)用信息1. 無濾波工作傳統(tǒng)的D類放大器需要輸出濾波器，從放大器的PWM輸出恢復(fù)音頻信號。MAX9703/MAX9704的REG輸出為MAX9703/MAX9704的邏輯控制引腳(G_, FS_)提供邏輯高電平電壓，從而簡化了系統(tǒng)設(shè)計，并降低了系統(tǒng)成本。 D類功放的最新發(fā)展——T類功率放大器針對D類功率放大器的缺陷，美國Tripath公司發(fā)明了一種稱作“Digital Power ProcessingTM（DPPTM）”的數(shù)字功率處理技術(shù)，它是T類功放的核心。本設(shè)計詳細討論D類功放的工作原理、優(yōu)越性以及其局限性，對于本系統(tǒng)設(shè)計，有些指標(biāo)還有待于進一步提高。參考文獻1. ：北京理工大學(xué)出版社，50。近幾年來，國際上加緊了對D類音頻功率放大器的研究與開發(fā)，并取得了一定的進展，幾家著名的研究機構(gòu)及公司已經(jīng)試驗性地向市場提供了D類音頻功率放大器評估模塊及技術(shù)。（3）功率輸出電路是用兩只功率晶體管接成的橋路，一只功率晶體管導(dǎo)通，另外一只關(guān)閉，這之間存在死區(qū)。H時可以獲得最佳效率。理論上線性放大器的最佳效率為78%，不過該效率僅出現(xiàn)在輸出功率的峰值處。MAX9703 提供32 引腳TQFN(5mm x 5mm x )封裝，MAX9704采用32引腳TQFN(7mm x 7mm x )封裝。 缺點是負載上的高頻載波電壓得不到充分衰減。 圖520 雙極性PWM 占空比為50%波形 圖521 雙極性PWM 占空比變化與濾波后波形③．單極性PWMH橋式電路輸出的兩路PWM 波是同相的，圖522所示為50%占空比，輸入為零的情況，PWM1與PWM2 的相位差為零。 驅(qū)動電路晶體三極管選用2SC8050和2SA8550對管。選定工作頻率為f=150kh，并選R7+R6=20kΩ，則電容C3的計算過程如下：對電容的恒流充電或放電電流為I=()/R7+R6=(R7+R6)則電容兩端最大電壓值為其中T為半周期，T=T/2=1/2f。在大部分音頻帶寬內(nèi)，阻抗都會大于其標(biāo)稱值，如圖511示。采用底部的裸露焊盤后，PCB底部往往是熱阻最低的散熱通道。對底部有裸露焊盤的封裝來說，PCB及其敷銅層是D類放大器主要的散熱渠道。即使是忽略成本方面的考慮，LC濾波器占用的PCB面積也是小型應(yīng)用中的一個問題。如果繞線匝數(shù)很多，與總繞線長度相關(guān)的電阻很重要。這很有幫助，因為Schottky二極管的金屬半導(dǎo)體結(jié)本質(zhì)上不受反向恢復(fù)效應(yīng)的影響。兩種EMI需要考慮：輻射到空間的信號和通過揚聲器及電源線傳導(dǎo)的信號。甚至更壞的情況，THD趨向于有害音質(zhì)的高階失真。晶體管的先開后合控制通過在一個晶體管導(dǎo)通之前強制兩個晶體管都斷開以防止沖擊電流情況發(fā)生。在簡單的保護方案中，當(dāng)通過一個片內(nèi)傳感器測量的溫度超過熱關(guān)斷安全閾值時，輸出級關(guān)斷，并且一直保持到冷卻下來。還有一個與音質(zhì)有很大關(guān)系的因素就是位于驅(qū)動輸出與負載之間的無源濾波器。當(dāng)占空比大于1：1的脈沖到來時，C的充電時間大子放電時間，輸出電平上升；窄脈沖到來時，放電時間長，輸出電平下降，正好與原音頻信號的幅度變化相—致，所以原音頻傳號被恢復(fù)出來，見圖52。然而，開關(guān)功能(也就是產(chǎn)生數(shù)字信號的功能)隨著數(shù)字音頻技術(shù)研率的不斷深入，用于Hi—F1音頻放大的道路卻口益暢通。由于D類功放極高的效率，半導(dǎo)體器件的溫升明顯減小，失真率也就顯著減小。圖4－5 D類放大器的仿真電路其中輸入信號為1KHz的正弦波，抽樣信號為200KHz由的三角波，由EWB中的信號發(fā)生器提供，幅度為2V，占空比為50％；電壓比較器采用EWB中的理想運算放大器，輸出的極值為－5V～＋5V；場效應(yīng)管驅(qū)動電路采用理想場效應(yīng)管構(gòu)成的開關(guān)放大電路；低通濾波器為LC二階濾波器。圖43是PWM波的頻譜，當(dāng)放大單一頻率正弦時，其頻譜中除低頻段存在與輸入信號同頻率的基波成分外，還存在各次諧波的頻譜。此外，一些新型的D類放大器輸出調(diào)制方案還可以降低實際應(yīng)用的EMI。正是由于D類放大器的效率高，100瓦輸出的設(shè)備，直流功耗就十幾瓦，故散熱器就幾個平方厘米，電路板可作的很小，大大減少了體積重量。1. A類放大器我們略去電路直接從特性曲線來討論工作狀態(tài)，見圖31中左邊為晶體管輸入特性，固定置偏所形成的工作點在Q點，當(dāng)正弦音頻信號輸入時，其幅度未超出線性范圍，集電極工作狀態(tài)處于截止區(qū)和飽和點之內(nèi)，集電極電流為完整的全周導(dǎo)通的正弦波，此時導(dǎo)通角為180度，(導(dǎo)通角是以最小值至最大值之間占全周的部分來計算，全周導(dǎo)通時為180度)。功率放大器，承擔(dān)放大任務(wù)，是將前置放大器輸出的音頻信號進行功