【正文】 也需如此轉(zhuǎn)換，但對于數(shù)字輸入的D類放大器有效地集成了DAC功能。如果電阻太高，應(yīng)當(dāng)使用較粗的繞線或選用要求繞線匝數(shù)較少的其它金屬材質(zhì)的磁芯，用以提供需要的電感。對于常見的揚聲器阻抗以及標(biāo)準(zhǔn)的L值和C值，表51給出了標(biāo)稱元器件值及其相應(yīng)的近似Butterworth響應(yīng)。在成本和EMI性能之間的一種好的折衷方法是通過屏蔽減小來自低成本鼓形磁芯的輻射。正確布置它們可將高頻瞬態(tài)電流限制在靠近放大器的本地環(huán)路內(nèi)，而不會沿電源線長距離傳導(dǎo)。但是，可以使用一些板級的設(shè)計方法減少D類放大器發(fā)射的EMI，而不管其基線譜如何。這樣可以改善PSR，但不會解決任何失真問題。LC濾波器輸入的反饋會大大提高PSR并且衰減所有非LC濾波器失真源。用于避免沖擊最短的死區(qū)時間對于將失真減至最小經(jīng)常是最有利的。 音質(zhì)處理在D類放大器中，要獲得好的總體音質(zhì)必須解決幾個問題。 欠壓: 大多數(shù)開關(guān)輸出級電路只有當(dāng)正電源電壓足夠高時才能正常工作。通過測量溫度，控制電路可逐漸減小音量水平，減少功耗并且很好地將溫度保持在限定值范圍內(nèi)，而不是在熱關(guān)斷期間強制不發(fā)出聲音。如果電容或頻率太高，這個“開關(guān)損耗”就會過大，所以存在實際的上限。嚴(yán)格地講，設(shè)計時應(yīng)把音箱阻抗的變化一起考慮進去，但作為一個功放產(chǎn)品指定音箱是行不通的，所以D類功放與音箱的搭配小更有發(fā)燒友馳騁的天地。頻率過低達到同樣要求的THD標(biāo)準(zhǔn)，對無源LC低通濾波器的元件要求就高，結(jié)構(gòu)復(fù)雜。此時功放管的線性已沒有太大意義，更重要的是開關(guān)響應(yīng)和飽和壓降。音頻信息被調(diào)制到脈沖波形中。一方面汽車用蓄電池供電需要更高的效率，另一方面空間小無法放入有大散熱板結(jié)構(gòu)的功故，兩者都希望有D類這樣高效的放大器來放大音頻信號。D類功放是放大力件處于開關(guān)工作狀態(tài)的一種放大模式。產(chǎn)品的一致性好，生產(chǎn)中無需調(diào)試，只要保證元器件正確安裝即可。 （4）無過零失真。實現(xiàn)音頻系統(tǒng)放大器許多可能的類型包括A類放大器，AB類放大器和B類放大器。圖4－4給出了電路建模EDA仿真分析時一般的步驟根據(jù)流程圖的步驟，重點應(yīng)該做好課題建模、儀器的連接、運行仿真試驗、分析結(jié)果等工作。f輸入信 號的頻率諧波頻譜圖43 PWM波的頻譜 D類功放的EDA仿真 EDA仿真概述EDA（Electronic Design Automation ）是指以計算機為工作平臺，融合應(yīng)用電子技術(shù)、計算機技術(shù)、智能化技術(shù)最新成果而研制成功的電子CAD通用軟件包。從電路看，當(dāng)兩支形狀短路阻抗為0，開路阻抗為無窮大時，電路效率100%。采用脈寬調(diào)制后，音頻信號便成為一系列的用“0”和“1”表示的寬度可變的脈沖串，脈沖的寬度越寬，信號的幅度就越大。D類放大器的某些優(yōu)點推動了手機和LCD平板顯示器這兩個終端設(shè)備市場的迅速發(fā)展。D類放大器與線性音頻放大器（如A類、B類和AB類）相比，在功效上有相當(dāng)?shù)膬?yōu)勢。為此，要提高效率則應(yīng)降低工作點，使無信號時，無直流損耗。圖31 A類放大器2. B類放大器圖32 B類放大器靜態(tài)置偏為Q點，處于截止點上，因此信號輸入時，只有半周導(dǎo)通(導(dǎo)通角為90度) ，如圖32所示。測量:使輸入端對地短路，音量電位器為最大值，用示波器觀察輸出負載RL的電壓波形，用交流電壓表測量其有效值。 放大器的技術(shù)指標(biāo):音響放大器輸出失真度小于某一數(shù)值(r1%)的最大功率稱為額定功率，表達式；P= U/R, U為負載兩端的最大不失真電壓，R為額定負載阻抗。而且有更高的保真度，這一點，在國外的SVD類功率放大器中已經(jīng)開始運用，如:TEXAS公司的TPA2002D2。此外，模擬功率放大器還存在以下的缺點:，成本高。其實早在20世紀(jì)60年代末期就有人著手?jǐn)?shù)字放大器的研究，為什么在這數(shù)十年以來的音響發(fā)展歷程，一直不見其產(chǎn)品面市？究其原因，是在數(shù)字音頻放大器的設(shè)計與制作過程中，最大的難題就是高速轉(zhuǎn)換控制系統(tǒng)。隨著生活水平的提高，環(huán)保與能量的利用率也漸漸成為人們所關(guān)注的問題，正因為這樣，人們再一次把目光投向數(shù)字功放。功率輸出受到限制。對于高電感的揚聲器，在設(shè)計電路時，是可以省去低通濾波器〔LPF)，這樣可以大大的節(jié)省體積和花費。有電壓放大，電流放大，要求是宏亮而不失真。使輸入為零時，輸出負載凡上的電壓稱為噪聲電壓U。這種放大狀態(tài)失真度較小，只受器件特性曲線的影響，若器件線性好則失真最小，但是，當(dāng)無交流輸入時，有約一半幅度(Q點)的直流電流，其損耗為I V，故效率是最低的，低于50%，所以這種A類功率放大僅用于很小功率的收音機，助聽器中，也有用于高級的HiFi功放中。無信號時電流愈大則直流損耗大，效率低。并且由于工作比音頻高10余倍的脈沖狀態(tài)，電源整流紋波對電路工作影響很小。首先，是市場需要。 4 D類功放的原理及仿真 D類功放的工作原理D類功率放大器的原理，首先將脈沖編碼調(diào)制（PCM，Pulse Code Modulation）音頻數(shù)據(jù)流通過專門的等比特數(shù)字處理器（EquibitDSP）變換為脈寬調(diào)制（PWM，Pulse Width Modulation）的數(shù)據(jù)流。輸出A / DLPF 輸入D/ A圖41 D類放大器的原理方塊圖圖42將正弦波變?yōu)槊}沖波的脈寬調(diào)制電路從圖41的結(jié)構(gòu)可知，兩個放大器反相連接，實際上構(gòu)成推挽狀態(tài)，起到開關(guān)作用去控制與電源串聯(lián)的負載回路(RL)，低通濾波器LPF可以濾去脈沖波的高頻部分，得到基波成分，所以實際上成為數(shù)/模(D/A)轉(zhuǎn)換電路，重新將脈沖波還原成為正弦波。因此用LPF低通濾波器就可以濾去高頻諧波而得到正弦基波成分，因此，可使數(shù)模轉(zhuǎn)換電路非常簡化。本課題研究時采用簡單易用的EWB軟件，其操作簡單、直觀，對計算機的要求低，特別適合初學(xué)者和在校的學(xué)生使用。 輸入信號抽樣――PWM波的形成仿真圖4－6 PWM波的形成仿真 輸出信號PWM波的頻譜仿真分析圖4－7 傅里葉分析的設(shè)置 D類功放的優(yōu)點在傳統(tǒng)晶體管放大器中，輸出級包含提供瞬時連續(xù)輸出電流的晶體管。由于它不需傳統(tǒng)功放的靜態(tài)電流消耗，所有能量幾乎都是為音頻輸出而儲備，加之無模擬放大、無負反饋的牽制，故具有更好的“動力”特征。 （6）適合于大批量生產(chǎn)。而且近年來數(shù)字音響技術(shù)的發(fā)展，人們發(fā)現(xiàn)D類功放與數(shù)字音響有很多相通之處，進一步顯示出D類功放的發(fā)展優(yōu)勢。20世紀(jì)60年代，設(shè)計人員開始研究D類功故用于音頻的放大技術(shù)，70年代Bose公司就外始生產(chǎn)D類汽車功放。這樣，比較器輸出的波形就是一個脈沖寬度被音頻信號幅度調(diào)制后的波形，稱為PWM(Pulse Width Modulation脈寬調(diào)制)或PDM(Pulse Duration Modulation 脈沖持續(xù)時間調(diào)制)波形。圖52 模擬D類功放工作原理 D類功放設(shè)計考慮的角度與AB類功放完全不同。要把20KHz以下的音頻調(diào)制成PWM信號，三角波的頻率至少要達到200KHz。該低通濾被器工作在大電流下，負載就是音箱。開關(guān)電容柵極驅(qū)動電路的功耗為CV2f，其中C是電容，V是充電期間的電壓變化，f是開關(guān)頻率。除了簡單的有關(guān)溫度是否已經(jīng)超過關(guān)斷閾值的二進制指示以外，傳感器還可提供其它的溫度信息。有效的限流器還可在由于揚聲器共振出現(xiàn)暫時的大瞬態(tài)電流時保持放大器安全工作。兩個晶體管都斷開的時間間隔稱為非重疊時間或死區(qū)時間。用于防止輸出級沖擊電流附加的死區(qū)時間會引入非線性時序誤差，它在揚聲器產(chǎn)生的失真與相對于理想脈沖寬度的時序誤差成正比。使用具有高環(huán)路增益的反饋(正如在許多線性放大器設(shè)計中所采用的)幫助很大。有些產(chǎn)品用一個數(shù)字開環(huán)調(diào)制器和一個模數(shù)轉(zhuǎn)換器來檢測電源變化，并且用調(diào)整調(diào)制器進行補償。D類放大器調(diào)制方案決定傳導(dǎo)EMI和輻射EMI分量的基線譜。有時，插入與放大器電源串聯(lián)的RF厄流線圈很有幫助。具有環(huán)形電感器磁芯的LC濾波器可將放大器電流導(dǎo)致的雜散現(xiàn)場輸電線影響減至最小。如果對于高達20 kHz頻率，要求下降小于1 dB，則要求典型的濾波器具有40 kHz巴特沃斯(Butterworth)響應(yīng)(以達到最大平坦通帶)。由于該電阻串聯(lián)于半橋和揚聲器之間，因而會消耗一些輸出功率。當(dāng)驅(qū)動數(shù)字音頻源時，模擬線性放大器需要數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)將音頻信號轉(zhuǎn)換為模擬信號。 散熱注意事項D類放大器相比AB類放大器具有更高的效率和更好的熱性能。雖然音頻信號峰值略高于正弦波，但其RMS值大概只有正弦波的一半。如圖57所示，將D類放大器貼裝到常見的PCB，最好根據(jù)以下原則：將裸露焊盤焊接到大面積敷銅塊。雖然IC的引腳并不是主要的散熱通道，但實際應(yīng)用中仍然會有少量發(fā)熱。IC的頂部并不是器件的主要散熱通道，因此在此安裝散熱片不劃算。如果8W的輸出功率能滿足要求，則可以考慮使用一個12揚聲器和15V供電電壓。在大部分音頻帶寬內(nèi)，該揚聲器的阻抗都會遠大于其8的標(biāo)稱值。三角波產(chǎn)生器及比較器分別采用通用集成電路，各部分的功能清晰，實現(xiàn)靈活，便于調(diào)試。V的最大值為2V，則2=(R7+R6)1/2fC4=(R7+R6)4f=100041501000≈取C4=220pF,R7=10KΩ,R6采用20KΩ可調(diào)電位器。前放仍采用寬頻帶、低漂移、滿幅運放TLC4502，組成增益可調(diào)的同相寬帶放大器。圖516驅(qū)動電路 高速開關(guān)電路 1． 方案論證與比較①．輸出方式方案一：選用推挽單端輸出方式(電路如圖517所示)。VMOSFET管具有較小的驅(qū)動電流、低導(dǎo)通電阻及良好的開關(guān)特性，故選用高速VMOSFET管。PWM1與PWM2 都是低電平為零，高電平為VCC 的方波，PWM1與PWM2 形成的差動信號在50%占空比情況下為零，如果PWM 中包含音頻信息，PWM 占空比在0 與100%之間發(fā)生變化時，PWM1 與PWM2 的相位180，PWM1 與PWM2 形成的差動信號則是低電平為VCC，高電平為零，或者低電平為零，高電平為VCC 的方波，如圖523所示。所示從中可以看出對于4Ω以上阻抗，采用單極性PWM可以得到更平直的幅頻特性，對于低阻抗驅(qū)動，雙極性PWM更有優(yōu)勢。方案二：采用兩個相同的四階Butterworth低通濾波器，在保證20kHz頻帶的前提下使負載上的高額載波電壓進一步得到衰減。圖533 不同負載時LC 低通濾波器頻率響應(yīng)6 MAX9703/MAX9704單聲道/立體聲D類音頻功率放大器 概述MAX9703/MAX9704單聲道/立體聲D類音頻功率放大器，以D類效率提供AB類放大器的性能，節(jié)省電路板空間，而且無需使用大型的散熱裝置。兩款器件都工作在40176。差分輸入結(jié)構(gòu)降低了共模噪聲的拾取，可以不加輸入耦合電容。標(biāo)準(zhǔn)工作電平(典型的音頻信號重建電平)下，效率會下降到30%以下，但在相同條件下，MAX9704仍可保持78%以上的效率(圖61)。盡管這種偏移很小，若揚聲器未經(jīng)專門設(shè)計，能夠處理額外功率的話，還是可能被損壞。2. 內(nèi)部穩(wěn)壓器輸出(VREG)MAX9703/MAX9704內(nèi)部提供一個6V穩(wěn)壓輸出(VREG)。而對D類器件來說，8mV的直流失調(diào)電壓通過8?負載時僅消耗8181。 （4）功率輸出電路和揚聲器之間用一只輸出低通濾波器把音頻以外的成分濾除，讓音頻信號進入揚聲器，但不可能徹底濾除脈寬調(diào)制的載波，這也是造成失真的一個因素。 在T類功率放大器中，功率晶體管的切換頻率不是固定的（在D類功率放大器中是固定的），無用分量的功率譜不是像D類功率放大器那樣是集中在載頻兩側(cè)狹窄的頻帶內(nèi)，而是散布在很寬的頻帶上，它的波形和擴譜技術(shù)的波形相似，因此，功率密度并不高，從而降低了對輸出低通濾波器的要求，同時它產(chǎn)生的EMI也不像D類功率放大器那么嚴(yán)重。這一技術(shù)一經(jīng)問世立即顯示出其高效、節(jié)能、數(shù)字化的顯著特點，引起了科研、教學(xué)、電子工業(yè)、商業(yè)界的特別關(guān)注，現(xiàn)在這一前沿的技術(shù)正迅猛發(fā)展，前景一片光明。我們的設(shè)計較為復(fù)雜煩瑣，但是X老師仍然細心地糾正圖紙中的錯