【正文】 遠(yuǎn)程快速接入，實(shí)現(xiàn)Internet連接共享、交互式游戲、視頻點(diǎn)播(VoD)、IP電話等各種網(wǎng)絡(luò)服務(wù)。表 243 永久式連接最大相延時(shí) 表 244 單信道最大相延時(shí) 表 245 永久連接最大延時(shí)差表246 單信道最大延時(shí)差 第三章 網(wǎng)線在TIA/EIA 與TIA/EIA 標(biāo)準(zhǔn)568A：綠白1，綠2，橙白3，藍(lán)4，藍(lán)白5，橙6，棕白7，棕8。傳統(tǒng)的百兆網(wǎng)絡(luò)只用到4 根線纜來傳輸，而千兆網(wǎng)絡(luò)要用到8 根來傳輸，所以千兆交叉網(wǎng)線的制作與百兆不同，制作方法如下：1對(duì)3，2對(duì)6，3對(duì)1，4對(duì)7，5對(duì)8，6對(duì)2，7對(duì)4，8對(duì)5 。125MBps是每根網(wǎng)線導(dǎo)體的數(shù)據(jù)傳輸流量。大多數(shù)的中高端電纜測(cè)試器就能夠測(cè)試出NEXT錯(cuò)誤。導(dǎo)線1代表干擾線、導(dǎo)線2代表受擾線?！?　耦合導(dǎo)線間的等效電路架構(gòu)互感Lm感應(yīng)電流從干擾線到受擾線，感應(yīng)電流是因?yàn)榇艌?chǎng)的緣故。Lm則是和導(dǎo)線間回路的距離成反比；導(dǎo)線間距越大，Lm越小。其計(jì)算式為：（2）的大小和的變化率成正比。在此舉一個(gè)實(shí)際PCB板上兩導(dǎo)體的例子來說明電容與電感矩陣。因此，在這些系統(tǒng)中，各種組件相互鏈接的導(dǎo)體不應(yīng)再只被看作是一根簡(jiǎn)單的導(dǎo)線，而應(yīng)將視之為呈現(xiàn)了高頻效應(yīng)的傳輸線。近端串音是指在受擾在線靠近干擾線的驅(qū)動(dòng)端的串音（有時(shí)候也將這個(gè)串音稱為后向串音（Backward Crosstalk）?！? 互容互感引起的串音電流示意圖　 當(dāng)時(shí)間t=TD時(shí)（ 表示干擾線的延遲時(shí)間），信號(hào)上升緣由導(dǎo)線1傳播到達(dá)右邊端點(diǎn)，而當(dāng)時(shí)間時(shí)，最后的近端噪聲信號(hào)才會(huì)傳遞到達(dá)受擾線的左端，因?yàn)樗仨殏魉驼麄€(gè)導(dǎo)線的長(zhǎng)度返回。而振幅的大小為遠(yuǎn)程串音系數(shù)和輸入電壓的乘積（），其遠(yuǎn)程串音計(jì)算公式為：（5）　遠(yuǎn)程串音波形　 由式（4）、（5）可以知道，近端串音噪聲大小與電容（感）系數(shù)有關(guān)，而波寬與導(dǎo)線長(zhǎng)度有關(guān)；遠(yuǎn)程串音噪聲的大小與電容（感）系數(shù)、輸入信號(hào)的上升時(shí)間與導(dǎo)線長(zhǎng)度有關(guān)。在不同的結(jié)構(gòu)中，近、遠(yuǎn)程串音值都會(huì)有不同的變化，那是因?yàn)椴煌慕Y(jié)構(gòu)決定了傳輸線中的耦合系數(shù)C、Cm、L、Lm這四個(gè)參數(shù)。當(dāng)有了這些觀念后，便可引用這些觀念來探討實(shí)際PCB上的數(shù)字信號(hào)所造成的串音干擾。特別是當(dāng)很多非常靠近的傳輸線同時(shí)切換，這種現(xiàn)象尤為嚴(yán)重，它會(huì)使總線出現(xiàn)特性阻抗和延遲時(shí)間產(chǎn)生變化，從而影響總線的傳輸效能。此情況下，傳輸線的等效電容增大，但是等效電感變小。此情況下，傳輸線的等效電容減小，但是等效電感增大?！?奇、偶模仿真電路示意圖　 微帶線結(jié)構(gòu)下，奇、偶模之TDT端點(diǎn)波形　 帶線結(jié)構(gòu)下，奇、偶模之TDT端點(diǎn)波形 抑制串音的方法 在相同的介電系數(shù)之下，較低特性阻抗導(dǎo)線的串音阻抗變化會(huì)小于高特性阻抗導(dǎo)線?！?圖 六層板串音結(jié)構(gòu)圖　，加寬線與線之間的距離（S）。，將信號(hào)的走線設(shè)計(jì)在帶線的板層結(jié)構(gòu)。，減少導(dǎo)線的擁擠。在未來的研究分析中若能繪制各參數(shù)之間的相對(duì)曲線圖，則于設(shè)計(jì)分析時(shí)將大大幫助匪淺；而除了設(shè)計(jì)分析圖表輔助外，再藉由計(jì)算機(jī)軟件輔助分析其電氣特性，將可以縮短電路設(shè)計(jì)周期，降低成本。圖1. 阻抗和史密斯圓圖基礎(chǔ)基礎(chǔ)知識(shí)大家都知道，要使信號(hào)源傳送到負(fù)載的功率最大，信號(hào)源阻抗必須等于負(fù)載的共軛阻抗，即：Rs+ jXs= RL jXL圖2. 表達(dá)式Rs+ jXs= RL jXL的等效圖 負(fù)載反射信號(hào)的強(qiáng)度取決于信號(hào)源阻抗與負(fù)載阻抗的失配程度。于是我們可以定義歸一化的負(fù)載阻抗：我們可以把史密斯圓圖當(dāng)作上述方程的圖形表示。 = R178。 圖4a. 圓周上的點(diǎn)表示具有相同實(shí)部的阻抗。負(fù)載開路時(shí)，圓退化為一個(gè)點(diǎn)(以1，0為圓心，半徑為零)。 在作史密斯圓圖時(shí)，有一些需要注意的問題。同樣，(Γr, Γi)上的圓的參數(shù)方程(xa)178。更多細(xì)節(jié)參見圖4b。例如，x=1的圓以(1, 1)為圓心，半徑為1。所有圓的圓心都在一條經(jīng)過橫軸上1點(diǎn)的垂直線上?？苫Q性上述過程是可逆的，如果已知反射系數(shù)，可以找到兩個(gè)圓周的交點(diǎn)從而讀取相應(yīng)的r和x的值。 現(xiàn)在可以通過圖5的圓圖直接解出反射系數(shù)Γ?？梢蕴砑有碌拇?lián)元件，確定新增元件的影響只需沿著圓周移動(dòng)到它們相應(yīng)的數(shù)值即可。導(dǎo)納的單位是姆歐或者Γ1(早些時(shí)候?qū)Ъ{的單位是西門子或S)。用導(dǎo)納表示時(shí)，第一件要做的事是歸一化， y = Y/Yo，得出 y = g + jb。圖7. 180176。(在史密斯圓圖上，不同的值對(duì)應(yīng)不同的點(diǎn)并具有不同的反射系數(shù)，依次類推)出現(xiàn)這種情況的原因是我們的圖形本身是一個(gè)阻抗圖，而新的點(diǎn)代表的是一個(gè)導(dǎo)納。 盡管用這種方法就可以進(jìn)行轉(zhuǎn)換，但是在解決很多并聯(lián)元件電路的問題時(shí)仍不適用。 在前面的討論中，我們看到阻抗圓圖上的每一個(gè)點(diǎn)都可以通過以Γ復(fù)平面原點(diǎn)為中心旋轉(zhuǎn)180176。這種方法十分方便，它使我們不用建立一個(gè)新圖。 + (yb) 178。 + (yb)178。 考慮圖8所示網(wǎng)絡(luò)(其中的元件以Zo= 50Ω進(jìn)行了歸一化)。)，此時(shí)需要將前面的那個(gè)點(diǎn)變成導(dǎo)納，記為A39。現(xiàn)在我們?cè)倩氐阶杩箞A圖。用上述方法，將圓圖旋轉(zhuǎn)180176。這個(gè)點(diǎn)記為D。如果系統(tǒng)的特性阻抗是50Ω,有 Z = 10 + j25Ω (見圖10)。這和找出一個(gè)已知網(wǎng)絡(luò)的等效阻抗是相反的過程。下面是解的過程：圖12. 圖11的網(wǎng)絡(luò)，將其對(duì)應(yīng)的點(diǎn)畫在史密斯圓圖上假設(shè) Zo為50Ω。 下一步，在圖上標(biāo)出這兩個(gè)點(diǎn)，A代表zL，D代表Z*S下一個(gè)元件是串聯(lián)元件，所以必需把B轉(zhuǎn)換到阻抗平面上去，得到B39。到D只有一條路徑，但是如果要經(jīng)過中間的B點(diǎn)(也就是B39。到B和B39。因?yàn)棣谻 = B,所以 C = B/ω = B/(2πf) = (2π607) = 。 實(shí)際上，一個(gè)真正的工程師不僅應(yīng)該擁有理論知識(shí)，更應(yīng)該具有利用各種資源解決問題的能力。[5] 謝金明 “高速數(shù)字電路設(shè)計(jì)暨噪聲防治技術(shù) ”，初版，臺(tái)北全華科技圖書，1999。然而，如果能夠理解計(jì)算機(jī)的工作平臺(tái)所使用的基本理論和原理，知道它們的由來，這樣的工程師或設(shè)計(jì)者就能夠成為更加全面和值得信賴的專家，得到的結(jié)果也更加可靠。 由ωL = X, 得L = X/ω = X/(2πf) = 60/(2π607) = 159nH。A39。在找到點(diǎn)B和B39。必需和D位于同一個(gè)電阻圓上。由于不知道C的值，所以我們不知道具體的位置，然而我們確實(shí)知道移動(dòng)的方向。 然后判別與負(fù)載連接的第一個(gè)元件(并聯(lián)電容)，先把zL轉(zhuǎn)化為導(dǎo)納，得到點(diǎn)A39。 要做的第一件事是將各阻抗值歸一化。 我們的目標(biāo)是在60MHz工作頻率下匹配源阻抗(ZS)和負(fù)載阻抗(ZL) (見圖12)。從圖形上看，就是找到一條途徑來連接史密斯圓圖上的點(diǎn)。但是問題在于有無限種元件的組合都可以使匹配網(wǎng)絡(luò)具有類似的效果，而且還需考慮其它因素(比如濾波器的結(jié)構(gòu)類型、品質(zhì)因數(shù)和有限的可選元件)。我們的目標(biāo)是在兩者之間插入一個(gè)設(shè)計(jì)好的網(wǎng)絡(luò)已達(dá)到合適的阻抗匹配。于是我們得到所需的值，z。注意是逆時(shí)針移動(dòng)(負(fù)值)。于是我們?cè)趯?dǎo)納模式下加入并聯(lián)元件，沿著電導(dǎo)圓逆時(shí)針方向(負(fù)值)，得到點(diǎn)B。從最右邊開始，有一個(gè)電阻和一個(gè)電感，數(shù)值都是1，我們可以在r＝1的圓周和I＝1的圓周的交點(diǎn)處得到一個(gè)串聯(lián)等效點(diǎn)，即點(diǎn)A。而電納(b)對(duì)電容元件而言為正數(shù)，對(duì)電感元件而言為負(fù)數(shù)。型的參數(shù)方程()。 ()，以(g/g+1, 0)為圓心，半徑為1/(1+g)。使用導(dǎo)納圓圖，使得添加并聯(lián)元件變得很容易。于是，將整個(gè)阻抗圓圖旋轉(zhuǎn)180176。導(dǎo)納圓圖圍繞原點(diǎn)旋轉(zhuǎn)180176。所以Y = G + jB (), 其中G叫作元件的“電導(dǎo)”，B稱“電納”。通常，利用導(dǎo)納更容易處理并聯(lián)元件。該范例中可能存在八種情況，在圖6所示史密斯圓圖上可以直接得到對(duì)應(yīng)的反射系數(shù)Γ：Γ1= + Γ2= Γ3= + Γ4= Γ5= 1 Γ6= 1 Γ7= 0 Γ8= 圖6. 從XY軸直接讀出反射系數(shù)Γ的實(shí)部和虛部用導(dǎo)納表示史密斯圓圖是用阻抗(電阻和電抗)建立的。下面是一個(gè)用史密斯圓圖表示的RF應(yīng)用實(shí)例：例:已知特性阻抗為50Ω，負(fù)載阻抗如下：Z1= 100 + j50Ω Z2= 75 j100Ω Z3= j200Ω Z4= 150ΩZ5= ∞ (開路) Z6= 0 (短路) Z7= 50Ω Z8= 184 j900Ω對(duì)上面的值進(jìn)行歸一化并標(biāo)示在圓圖中(見圖5)：z1= 2 + j z2= j2 z3= j4 z4= 3z5= 8 z6= 0 z7= 1 z8= j18S圖5. 史密斯圓圖上的點(diǎn)可以發(fā)現(xiàn)一簇圓周的所有圓會(huì)與另一簇圓周的所有圓相交。與實(shí)部圓周不同的是，x既可以是正數(shù)也可以是負(fù)數(shù)。 = R178。 選擇一個(gè)對(duì)應(yīng)于新電阻值的圓周就等于選擇了一個(gè)新的電阻。 代表0Ω、也就是沒有電阻(r = 0)的圓是最大的圓。它包含了代表反射零點(diǎn)的原點(diǎn)(0, 0) (負(fù)載與特性阻抗相匹配）。首先，；并且，得到兩個(gè)獨(dú)立的關(guān)系式：。 據(jù)此，將反射系數(shù)的公式重新寫為：從上式我們可以看到負(fù)載阻抗與其反射系數(shù)間的直接關(guān)系。 為了減少未知參數(shù)的數(shù)量，可以固化一個(gè)經(jīng)常出現(xiàn)并且在應(yīng)用中經(jīng)常使用的參數(shù)。 我們知道反射系數(shù)定義為反射波電壓與入射波電壓之比:圖3. 負(fù)載阻抗 史密斯圓圖是通過驗(yàn)證阻抗匹配的負(fù)載產(chǎn)生的。 史密斯圓圖是反射系數(shù)(伽馬，以符號(hào)Γ表示)的極座標(biāo)圖。 史密斯圓圖是由很多圓周交織在一起的一個(gè)圖。 在這個(gè)條件下，從信號(hào)源到負(fù)載傳輸?shù)哪芰孔畲蟆?在介紹史密斯圓圖的使用之前，最好回顧一下RF環(huán)境下(大于100MHz) IC連線的電磁波傳播現(xiàn)象。討論的主題包括參數(shù)的實(shí)際范例，比如找出匹配網(wǎng)絡(luò)元件的數(shù)值。此外，上升時(shí)間和延遲時(shí)間這兩個(gè)參數(shù)也是高速數(shù)字電路設(shè)計(jì)必須注意的重點(diǎn)。盡量平行布線在較短線段的旁邊。，例如頻率系統(tǒng)。一個(gè)傳輸線對(duì)板層有較強(qiáng)的耦合現(xiàn)象時(shí)，則對(duì)于相鄰的導(dǎo)線將呈現(xiàn)較弱的耦合；因此串音的大小亦可以說是取決于互容、互感的大小來決定，而互容和互感的大小隨著導(dǎo)線與導(dǎo)線之間的距離也將呈現(xiàn)近乎指數(shù)衰減?！?奇、偶模電磁場(chǎng)分布圖　 另外有關(guān)于阻抗的探討，奇模的特性阻抗 將比單一條導(dǎo)線的特性阻抗 來的小，是因?yàn)?　而偶模的特性阻抗 將比單一條導(dǎo)線的特性阻抗 來的大，是因?yàn)?　另外，延遲時(shí)間TD也有所改變:奇模偶模接著在此利用仿真軟件（ SPEED2000或HSPICE ）實(shí)際模擬上述之奇、偶結(jié)構(gòu)于微帶線與帶線中，分別觀察TDT端點(diǎn)的波形，并驗(yàn)證上述之結(jié)果?！?偶模等效電感 利用KCL與KVL導(dǎo)出其計(jì)算式。以下說明兩種改變特性阻抗和傳輸速度的結(jié)構(gòu)。就（）的電路將輸入信號(hào)改為數(shù)字信號(hào)，振幅不變。以下就針對(duì)（）的串音結(jié)構(gòu)圖，在微帶線的結(jié)構(gòu)中改變S（Spacing）、H（介質(zhì)層高度）以及W（線寬）對(duì)串音值的影響繪制了曲線圖以供設(shè)計(jì)時(shí)參考。假設(shè)受擾線的負(fù)載與傳輸線的特性阻抗不匹配，在此一條件之下的近端反射、遠(yuǎn)程反射必須加上一個(gè)串音電壓的修正量（反射系數(shù)），其計(jì)算式: （6）Z0是指導(dǎo)線的特性阻抗（Characteristic Impedance） 計(jì)算式為： （7）L、C表示每單位線長(zhǎng)的自感值、自容值。近端串音其波形開始于時(shí)間t=0，且持續(xù)兩倍的延遲時(shí)間（2TD ）。如果一信號(hào)進(jìn)入導(dǎo)線1，由于互感Lm互容Cm的作用，將在導(dǎo)線2上產(chǎn)生感應(yīng)噪聲電流，而由互容引起的電流經(jīng)由兩導(dǎo)體間的電容分流后分別向受擾線的兩個(gè)方向流動(dòng)，遠(yuǎn)程和近端。因而在臨近傳輸在線引起的感應(yīng)噪聲大小和他們之間的互感和互容大小都有關(guān)系，而其大小是由兩導(dǎo)體的幾何參數(shù)與介質(zhì)系數(shù)所決定。Capacitance matrix此外，在多導(dǎo)體的系統(tǒng)中，則必須考慮電感和電容系數(shù)來全面評(píng)估傳輸線的電氣特性?；旧希绻軘_線很鄰近于干擾線，那么電場(chǎng)將傳遞到達(dá)了受擾線（），受擾在線便會(huì)感應(yīng)出電壓噪聲?；ジ蠰m注入一個(gè)噪聲電壓到受擾線，噪聲電壓的大小取決于干擾線電流對(duì)時(shí)間的變化率。值得注意的地方是整條傳輸線應(yīng)是由不斷延伸多對(duì)的LC網(wǎng)絡(luò)所組合而成的，并非只有一段L、C電路（ 此方式有一個(gè)要素就是每個(gè)LC網(wǎng)絡(luò)的導(dǎo)線延遲時(shí)間須遠(yuǎn)小于信號(hào)的波長(zhǎng)或是上升時(shí)間 ）。過度的導(dǎo)線耦合，即串音噪聲過大時(shí)，將造成不良的影響有：（timing）。近端串音通常是由交叉或變形的電線對(duì)所產(chǎn)生的，但錯(cuò)誤的狀態(tài)并不要求電線變形到暴露出內(nèi)部導(dǎo)線的程度。 選自《ISO/IEC 11801 信息技術(shù)通用電纜用戶要求概要》選自《ISO/IEC 11801 信息技術(shù)通用電纜用戶要求概要》 引錄上圖主要為了介紹T568B接線方式白綠/綠線對(duì)在接頭中的交叉布線情況。（目前多用568B） 2線芯為發(fā)送數(shù)據(jù) ，6線芯為接收數(shù)據(jù),如果要是