【正文】 件采用了更復雜的n+p+pn+四層結(jié)構(gòu)。 飽胃口極大的 Pentium Intel 的 PentiumⅡ 規(guī)格里，要求在 500ns 內(nèi)電流由 5A 增高至 20A，轉(zhuǎn)換率為每微秒 30A。 這種多相技術產(chǎn)生了由 90 度相移分開的四個精確輸出電壓。這允許發(fā)送和接收端外的地或基準電平之差值可以高達幾千伏，并且防止了可能損害信號的不同地電位之間的環(huán)路電流。信號的性質(zhì)可以為電路設計人員指明系統(tǒng)可考慮的那些正確的 IC。作用在隔離屏障上的高轉(zhuǎn)換率瞬態(tài)電壓可做為單電容屏障器件的信號，所以已開發(fā)出雙電容差分電路以使誤差最小。主要設計考慮包括： 現(xiàn)在有幾件基于LED IC 可用，其數(shù)據(jù)速率為 10Mbps 及以上。因為 LED 需要的驅(qū)動電流可以大于從簡單邏輯輸出級可獲得的電流，所以往往需要特殊的驅(qū)動電路。加到 DIA 引腳的信號確定信號的流向。此電路可工作在 80MHz的數(shù)據(jù)率下。當兩結(jié)點相隔一定距離時，情況就更是如此。此器件甚至還包含了環(huán)路（ Loopback）測試功能，所以每個結(jié)點都可執(zhí)行自測試功能。容許的偏移度 這種配置將以 2MBps 的速率傳輸數(shù)據(jù)。當 LE1 變低態(tài)時，數(shù)據(jù)字節(jié)開始傳輸穿越屏障。數(shù)據(jù)傳輸對外部鎖存使能信號是異步的。 模擬信號隔離 在很多系統(tǒng)中，模擬信號必須隔離。頻率響應 輸出部分接收被調(diào)制的信號，把它變換回模擬電壓并去掉調(diào)制/解調(diào)過程中固有的紋波成分。圖 4 示出了降低系統(tǒng)其余部分中高頻噪聲污染的組合濾波方法。 對隔離電壓的另一問題是輸入級所需的功率 。 圖 5示出在 ISO124輸入級的一個單電壓電源結(jié)合使用 1NA2132雙差分放大器，可將擺幅提升到輸入信號電平的全范圍。 INA2132 的差分輸入信號的擺幅可以高于或低于新參考電平。所有這些功能都是通過一個串行數(shù)據(jù)口進行控制的。控制特性包括： 12 位 A/D 轉(zhuǎn)換的初始化 此器件的 4 條數(shù)字 I/O 線也是有用的，可被個別地規(guī)定為報告數(shù)字信號的狀態(tài)或輸出數(shù)字信號。新器件性能集成的高水平使得跨越隔離屏障能實現(xiàn)從前做不到的更復雜的操作。不幸的是，這些特性是有害的，在設計過程中應該盡量設法避開。 電磁波包括隨時間變化的電場和磁場。 在印刷電路板中，引起串音的線路通常稱為 “侵入者 ”。 高速快艇對水產(chǎn)生兩種影響。 前向串音的電容特性 前向串音表現(xiàn)為兩種相互關聯(lián)的特性：容性和感性。脈沖持續(xù)時間等於 “侵入 ”信號的切換時間。 前向串音的電感特性 當 “侵入 ”信號傳播時，它的時變磁場同樣會產(chǎn)生串音：具有電感特性的前向串音。 在許多設備中，前向串音相當小，而後向串音成了主要問題，尤其對於長條形電路板，因為電容耦合增強了。在印刷電路板中，通常是感性耦合更強些。因為前向串音和 “侵入 ”信號的傳播方向及速度相同，所以前向串音的持續(xù)時間和 “侵入 ”信號等長。這樣，後向串音脈沖的整個持續(xù)時間就是 “侵入 ”信號延遲時間的兩倍。因為驅(qū)動芯片的輸出電阻一般低於導線本身，常常引起串音信號的反射。你可以觀察到後向串音信號的極性和 “侵入 ”信號相反。當串音會影響電路特性時，你該怎麼辦？ 你可以采取以下兩種策略。 線路長度 很多設計者認為縮短線路長度是降低串音的關鍵。再者，如果耦合長度超過驅(qū)動芯片下降或上升時延，耦合長度和前向串音的線性關系會到達一個飽和值，這時，縮短已經(jīng)很長的耦合線路對減少串音影響甚小。當後向串音占主要地位時，這個效果更加明顯。如果你必須擴大線路或網(wǎng)絡間的距離，那麼你最好擁有一個便於操作的軟件。這個效果并不很明顯，特別是微帶電路 部分介電質(zhì)已經(jīng)是空氣了。一般的，使布線層靠近電源層（ Vcc 或地），能夠降低串音干擾。例如，通過減少 5mil 的介電質(zhì)厚度來降低串音干擾，這是 中國最大的管理資料下載中心 (收集 \整理 . 部分 版權(quán)歸原作者所有 ) 第 13 頁 共 13 頁 不可以的，雖然在成本和工藝上都能做到。所以，仿真時你必須注意，是哪種串音干擾占主要地位。如果有多種拓撲結(jié)構(gòu)供選擇，最好通過仿真來確定哪種結(jié)構(gòu)對串音影響最小。許多時候，你對驅(qū)動芯片技術無法選擇，你只能改變幾何參 量來達到目的。例如，叁根傳輸線可能有下列的 C 和 L矩陣： 在這些矩陣中，對角線元素是傳輸線自身值，非對角線元素是傳輸線相互間的值。在這個 Z0 矩陣中，對角線元素表示傳輸線對地線的阻抗值，非對角線元素是傳輸線耦合值。 這樣的一個阻抗陣具有良好的性質(zhì)。傳輸線和地之間的阻抗也不能太大以致於不能驅(qū)動芯片。 。 盡管實現(xiàn)中存在一些困難，阻抗陣列終端仍是對付信號反射和串音的致命武器，特別對於惡劣情況。更重要的是，它可以消除已經(jīng)形成的串音。所需的阻抗不必是 Z0 中的值，只要組成的阻抗網(wǎng)絡與 Z0匹配就行?？梢杂镁嫉碾姶艌鰷y試儀來確定這些值?，F(xiàn)在考慮一系列耦合的傳輸線，例如，叁根互相有串音的傳輸線，或一對耦合傳輸線。一般原則是，選擇切換時間長的驅(qū)動芯片，以減少串音干擾（解決很多其它由於高速引起的問題也如此）。因為後向串音到達接收芯片後反射到驅(qū)動芯片，所以驅(qū)動芯片的位置和性能是非常重要的。很多時候，前向串音是微帶電路中的主要串音干擾。 分層因素 一些印刷電路板設計者仍然不注意分層方 法，這在高速電路設計中是個重大失誤。一個變通的辦法是采用較貴的材料，而不是 FR4。所以，一般很少調(diào)整這 兩個參量。如果你的布線非常密，你必須花很多精力才能降低布線密度。幾乎在所有情況下 ，分離耦合線路能夠大大降低串音干擾。不幸的是，僅改變幾何數(shù)值，是很難降低串音的。另一種方法是利用終端，將單線改成多路耦合線。那麼，存在簡單的能夠精確衡量噪聲的方法嗎？簡單的回答是 “沒有 ”，因為電磁場效應太復雜了，涉及到一系列方程，電路板的拓撲結(jié)構(gòu)，芯片的模擬特性等等。後向串音信號及其反射之後的串音信號的極性和 “侵入 ”信號相同，其幅值是兩部分之和。然而，你為什麼要關心後向脈沖呢？因為驅(qū)動芯片一般是低阻輸出，它反射的串音信號多於吸收的串音信號。 與前向串音不同，後向串音脈沖的幅值與線路長度無關，其脈沖持續(xù)期是 “侵入 ”信號延遲時間的兩倍。但是這兩者之間也有所不同。 如果你測到了前向串音，你就可以根據(jù)其極性判別你的走 線是容性耦合還是感性耦合。這因為在前進方向，串音的容性部分和感性部分在競爭，在相互抵消。幅值和平行線路間的距離成比例：距離越長，串音脈沖就越大。這意味著串音信號不會提前傳播 ，而是和 “侵入 ”信號同速并耦合入更多的能量。 這很類似於信號通過 “侵入者 ”時， “受害者 ”的反應。在任何 “受害者 ”中的串音信號都可被分為前向串音信號和後向串音信號，這兩種信號部分地由於電容耦合和電感耦合引起。所以，如果附近有其它線路，當信號沿一根導線傳播時，其電場和磁場將會影響到其它線路。 串音由何引起？ 當信號沿著印刷電路板的布線傳播時，其電磁波也沿著布線傳播，從集成電路芯片一端傳到線的另一端。 隨著切換速度的加快，現(xiàn)代數(shù)字系統(tǒng)遇到了一系列難題，例如：信號反射、延遲衰落、串音、和電磁兼容失效等等。 結(jié)語 有很多器件可供設計人員選用，并使用在系統(tǒng)中地電位有很大差別的設計 中。4 個差分通道或 8 個單端通道 ADS7870 與 ISO150一起工作得很好，并示于圖 6。 隔離用的多功能 IC 新的多功能數(shù)據(jù)采集 IC 使設計人員有機會在跨越隔離屏時完成多個任務。 INA2132 的下半部產(chǎn)生一個 VS+電源的一半的輸出電壓。因此，輸入級的電源也必須隔離。輸出濾波器是一個 Q 為 I、 3dB 頻率為 50kHz的二極 Sallenkey級。調(diào)制器工作在 500kHz的基頻上，所以高于 250kHz Ngquist頻率的輸入信號在輸出中呈現(xiàn)較低的頻率分量。 BurrBrown的 ISO124 使模擬隔離簡化。模擬信號通常先要考慮： 在一個字節(jié)傳輸完成后，整個字節(jié)移入輸出鎖存，輸出鎖存將對已傳輸?shù)臄?shù)據(jù)字節(jié)去偏移。在此模式下，可傳送的數(shù)據(jù)率可達 2MBps。當 CONT 引腳被置成低態(tài)時，在 LE1 信號的控 制下，數(shù)據(jù)以同步模式被