【正文】 1. 緒論隨著國民經(jīng)濟的發(fā)展，電力需求迅速增長，電力部門大多把投資集中在火電，水電以及核電等大型集中電源和超高壓遠距離輸電網(wǎng)的建設上，但是，隨著電網(wǎng)規(guī)模的不斷擴大，超大規(guī)模電力系統(tǒng)的弊端也日益凸現(xiàn)，成本高，運行難度大，難以適應用戶越來越高的安全和可靠要求以及多樣化的供電需求。其次，文章討論了LCL 濾波器的參數(shù)設計方法，給出了系統(tǒng)LCL 濾波器參數(shù)的設計步驟。隨著這些新能源發(fā)電系統(tǒng)的日益推廣，逆變器的使用也越來越多。如何獲得高質(zhì)量的電流成為研究的焦點。最后，在詳細闡述各元件的取值原則與計算步驟的基礎上，給出了設計實例，并對所設計的逆變器進行了仿真驗證，結(jié)果表明，根據(jù)該方案設計的控制器參數(shù)能夠使三相并網(wǎng)逆變器安全、可靠運行且具有較快的動態(tài)響應速度。尤其在世界范圍內(nèi)發(fā)生幾次大面積的停電事故后，電網(wǎng)的脆弱性充分暴露了出來，這不得不引發(fā)人們思考和憂慮，一味地擴大電網(wǎng)規(guī)模顯然不能滿足未來電力系統(tǒng)發(fā)展的要求。因此，在分布式發(fā)電接入和切出電網(wǎng)過程中，都會對電網(wǎng)產(chǎn)生注入電壓閃變，電壓波動，頻率偏移等負面影響，所以電力系統(tǒng)經(jīng)常采用隔離限制的方式對分布式發(fā)電的并網(wǎng)運行。如圖11近年來微電網(wǎng)的研究不僅在理論方面取得較大的進展，另一方面，國際上眾多示范工程及實驗系統(tǒng)也相繼建立起來，為微電網(wǎng)應用的研究奠定了基礎：美國，CERTS的微電網(wǎng)項目已在俄亥俄州的Dolan技術中心進行了物理裝置的測試。國內(nèi)關于微電網(wǎng)的研究也取得的長足的發(fā)展。因此，就微電網(wǎng)應用研究而言，我國目前在國際上的知名度和影響力還較為有限，另一方面也表明國家電監(jiān)會及各電網(wǎng)公司等部門的政策支持下，國內(nèi)相關單位在此領域還大有可為。發(fā)展新能源，充分利用綠色能源，對我國的經(jīng)濟持續(xù)發(fā)展有著極其重要的意義。人們一直在電力電子技術的發(fā)展中探索一條“綠色”之路，對逆變裝置而言，“綠色”的內(nèi)涵包括電網(wǎng)無諧波，單位功率因數(shù)，以及功率控制系統(tǒng)的高性能，高穩(wěn)定性，高效率等傳統(tǒng)逆變裝置所不具備的優(yōu)越性能。 PWM逆變器的研究現(xiàn)狀光伏、風力等并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)主要由光伏陣列、風機和并網(wǎng)逆變器等組成，在可調(diào)度式系統(tǒng)中，還會配備蓄電池作為儲能設備。將PWM控制技術應用于逆變器始于20世紀70年代末，但由于當時諧波問題不突出，加上受電力電子器件發(fā)展水平的制約，PWM逆變器沒有引起充分的重視。在小功率應用場合，PWM逆變器拓撲結(jié)構(gòu)的研究主要集中在減少功率開關損耗。此外，由于軟開關技術(ZVS、ZCS)在減小開關損耗、抑制電磁干擾、降低噪聲等方面具有顯著的優(yōu)勢，近年來在電壓型PWM逆變器設計上受到了廣泛的重視，并得以迅速發(fā)展。其他分類方法就主電路拓撲結(jié)構(gòu)而言，均可歸類于電流型或電壓型PWM逆變器之列。具體器件的開關順序選擇，根據(jù)控制目的的不同也存在多種控制方式，如方波逆變控制，正弦波PWM逆變控制等。三相電壓型PWM整流器拓撲結(jié)構(gòu)成為交流勵磁雙饋發(fā)電機變速恒頻風力發(fā)電系統(tǒng)中變流器的首選。通過加大網(wǎng)側(cè)濾波電感的值，可以減小諧波。1995年， 濾波器代替原有的單電感濾波器，來解決上述問題。 由于LCL 濾波器的濾波電容的分流作用，使整流器的電流控制系統(tǒng)由一階變?yōu)槿A，控制更為復雜，并且在某些高次諧波電流下，LCL 濾波器的總阻抗接近零，將導致諧振效應，影響系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能。無源阻尼法可用于任何成熟的控制策略，最常見的是基于無源阻尼的無差拍控制；另一種方法叫做“有源阻尼法”，它是通過修正控制算法使系統(tǒng)達到穩(wěn)定，消除共振作用，該方法通過增加控制的復雜性避免無源阻尼的損耗問題?；贚CL 濾波器的PWM 整流器控制策略的另一個研究熱點就是不平衡控制，現(xiàn)有的不平衡控制策略有改進的正負序電流獨立控制策略和三閉環(huán)控制策略等。但是傳統(tǒng)的直接功率控制策略沒有電流內(nèi)環(huán)，不能采用已有的有源阻尼方法。通過檢測交流側(cè)電流和直流側(cè)電壓來估算系統(tǒng)的虛擬磁鏈，從而算出系統(tǒng)的有功、無功功率，然后與給定值進行比較，偏差值送入開關狀態(tài)選擇表，產(chǎn)生控制脈沖。網(wǎng)側(cè)虛擬磁鏈估算中用電網(wǎng)電流和電容電流來估算PWM 整流器交流側(cè)電流。2004，F(xiàn)elipe Espinosa 等人提出了改進的矢量無差拍控制策略。其優(yōu)點是，減少了傳感器的數(shù)量，只需要檢測網(wǎng)側(cè)電壓和電流，其余量由狀態(tài)估計器算出。2005年， 和Jan Svensson 提出了改進的正負序電流獨立控制策略，這種控制策略的原理跟基于L濾波器的原理相似。電流控制采用雙內(nèi)環(huán)的控制結(jié)構(gòu)，第一內(nèi)環(huán)是網(wǎng)側(cè)電流內(nèi)環(huán)，第二內(nèi)環(huán)是電容電流內(nèi)環(huán)。在矢量控制的基礎上引入了電容電流內(nèi)環(huán)提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性。三閉環(huán)的控制策略是專門針對LCL 濾波器提出的，這種控制策略對不平衡電網(wǎng)電壓有較強的魯棒性，但是其原理復雜，控制器較難設計；直接功率控制是近年來較為新穎的一種控制策略，它是從常規(guī)三相電壓源型PWM逆變器的控制中延伸而來，控制原理和結(jié)構(gòu)簡單，采用查表技術，也便于數(shù)字實現(xiàn)，但其開關頻率不固定給濾波器參數(shù)選擇帶來一定困難。我們處在一個“移動”的時代，移動辦公，移動通訊，移動休閑和娛樂。工頻逆變器的頻率為50～60Hz的逆變器；中頻逆變器的頻率一般為40Hz到十幾kHz；高頻逆變器的頻率一般為十幾kHz到MHz。凡將逆變器輸出的電能向工業(yè)電網(wǎng)輸送的逆變器，稱為有源逆變器；凡將逆變器輸出的電能輸向某種用電負載的逆變器稱為無源逆變器。按逆變器主電路的形式分，可分為單端式逆變器，推挽式逆變器、半橋式逆變器和全橋式逆變器。按直流電源分，可分為電壓源型逆變器（VSI）和電流源型逆變器（CSI）。圖21 組合式逆變器組合式逆變器一般由三個相同的單相低頻環(huán)節(jié)或高頻環(huán)節(jié)逆變器星形聯(lián)結(jié)構(gòu)成,且能夠?qū)崿F(xiàn)單相和三相四線制供電。這種拓撲結(jié)構(gòu)存在直流側(cè)中點電壓偏移問題,需要保證直流側(cè)的兩個串聯(lián)電解電容足夠大,才能夠?qū)崿F(xiàn)兩個電容上平均分擔直流電壓。圖23 三相全橋逆變器 逆變器的工作原理[4]用三個單相逆變電路可以組合成一個三相逆變電路，但在三相逆變電路中，應用最廣的還是三相橋式逆變電路，采用IGBT作為開關器件的電壓型三相橋式逆變電路如圖23所示的直流側(cè)通常只有一個電容器件就可以了，但為了分析方便，畫作串聯(lián)的兩個電容器并標出了假想中點，和單相半橋、全橋逆變電路相同，電壓型三相橋式逆變電路的基本工作方式也是180176。下面來分析電壓型三相橋式逆變電路的工作波形，對于U相來說，當橋臂1導通時，當橋臂4導通時， 因此，的波形是幅值為的矩形波。負載參數(shù)已知時，可以由的波形求出U相電流的波形。把橋臂5的電流加起來，就可得到直流側(cè)電流的波形，每隔60176。 基于LCL濾波器的PWM逆變器數(shù)學模型LCL 濾波的高頻PWM逆變器拓撲結(jié)構(gòu)如圖24 所示。因此，對此狀態(tài)方程進行abc→αβ 變換，按照式（216），（217）的轉(zhuǎn)換矩陣，可得αβ坐標系下的LCL 濾波器狀態(tài)空間方程為： （223） 然后進行αβ →dq根據(jù)式（220），（221）的變換矩陣，可得dq坐標系下的LCL濾波器狀態(tài)空間方程為： （224）式中:——三相電網(wǎng)電壓的基波角頻率 ——三相電網(wǎng)電壓矢量的d，q 軸分量——三相濾波電容電壓矢量的d，q 軸分量——整流器交流側(cè)電壓矢量的d，q 軸分量 ——三相電網(wǎng)電流矢量的d，q 軸分量——整流器交流側(cè)電流矢量的d，q 軸分量 由式（224） 所示的LCL 濾波器的結(jié)構(gòu)框圖。 鎖相環(huán)路是一種反饋電路，鎖相環(huán)的英文全稱是PhaseLocked Loop,簡稱PLL。 在數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中，鎖相環(huán)是一種非常有用的同步技術，因為通過鎖相環(huán)，可以使得不同的數(shù)據(jù)采集板卡共享同一個采樣時鐘。它由以下三個基本部件組成：鑒相器（PD）、環(huán)路濾波器（LPF）和壓控振蕩器（VCO）。當沒有基準（參考）輸入信號時，環(huán)路濾波器的輸出為零（或為某一固定值）。環(huán)路一旦進入鎖定狀態(tài)后，壓控振蕩器的輸出信號與環(huán)路的輸入信號（參考信號）之間只有一個固定的穩(wěn)態(tài)相位差，而沒有頻差存在。 逆變器的SPWM調(diào)制方式分析SPWM(正弦脈寬調(diào)制)是調(diào)制波為正弦波，載波為三角波的一種脈寬調(diào)制法，這項技術的特點是原理簡單，通用性強，控制和調(diào)節(jié)性能好，具有消除諧波、調(diào)節(jié)和穩(wěn)定輸出電壓的多種作用，是一種比較好的波形改善法。載波為全波三角波，頻率為,幅值為。下面是單極性SPWM調(diào)制方式的原理：圖23為單極性SPWM調(diào)制原理圖，這種調(diào)制方式使用半波三角波作為載波，當大于零時，載波為正的半波；當小于零時，載波為負的半波。從上述過程中看出，在輸出波形中包含有，0和三個狀態(tài)，因此這種調(diào)制方式也被稱為三態(tài)調(diào)制（對應得，雙極性調(diào)制也被稱為兩態(tài)調(diào)制）圖28 單極性SPWM調(diào)制原理在前面介紹的兩種SPWM調(diào)制方式中，橋臂中點間輸出電壓的頻率與器件的開關頻率相同，而倍頻式SPWM調(diào)制則可以在不改變器件開關頻率的條件下使得橋臂中點間輸出電壓的頻率提高一倍，從而可以在不增加開關損耗的情況下將諧波頻率提高一倍，大大減小了輸出濾波器的體積。由于在正半周內(nèi),的高電平區(qū)恒寬于的低電平區(qū)，所以TT3沒有同時導通的時刻而使得輸出電壓中只包含和0兩個電平，而在負半周則輸出圖電壓中只包含0和兩個電平，所以這也是一種三態(tài)調(diào)制。通過綜合選擇，確定雙極性倍頻SPWM調(diào)制為本文所采取的調(diào)制方式。優(yōu)點：當逆變器并網(wǎng)運行時，可以忽略濾波電容的影響，相當于單L濾波并網(wǎng)，控制器易于設計。網(wǎng)側(cè)電感L2有時可以用電網(wǎng)側(cè)電感Ls代替，但是Ls不能太小。缺點：① 設計需要確定三個自由參數(shù)：兩個電感、一個電容，并要綜合考慮紋波衰減率、濾波電感電壓降、電容無功電流、逆變橋紋波電流等因素，具有一定難度。遠遠超過了自動控制理論中系統(tǒng)穩(wěn)定的180176。但是阻尼電阻的引入不但產(chǎn)生了較大的損耗，同時增大了電容支路的高頻阻抗，影響了濾波效果。 LCL濾波器的選定逆變電源并網(wǎng)運行時本質(zhì)上為電流源，高開關頻率會造成對電網(wǎng)產(chǎn)生污染的高次諧波，其輸出電流會對電網(wǎng)產(chǎn)生嚴重的諧波污染。一般的LC濾波器，雖然其結(jié)構(gòu)和參數(shù)選取簡單，但無法平抑輸出電流的高頻紋波，容易因電網(wǎng)阻抗的不確定性而影響濾波效果。本章設計一種利用隔離變壓器漏感的LCL濾波器，本文對傳統(tǒng)的LCL濾波器加以改進，利用隔離變壓器漏感，減少了一個電感，在降低成本的同時顯著減少并網(wǎng)電流的直流分量，有效抑制諧波污染，提高并網(wǎng)電流質(zhì)量。在matlab環(huán)境中實現(xiàn)程序為：Matlab程序編寫：L濾波器或LC濾波器 num=[1]。 bode(num,den) 圖32 L濾波器的bode圖圖33 LCL濾波器的bode圖L濾波器的幅頻特性為一條直線,其高頻衰減特性較差,而LCL濾波器為三階系統(tǒng),其高頻衰減效果顯著。一般采用在已有控制策略的基礎上增加阻尼作用來解決這個問題。 濾波器參數(shù)變化對濾波性能的影響（1）電感L 決定整流器橋臂電流紋波。和并聯(lián)支路的引入增大了串聯(lián)阻抗，減小了。橋臂紋波電流不能太大，因為紋波電流過大不僅會使IGBT 結(jié)溫波動增大，對功率器件壽命造成不利影響，還會加大L 的損耗，使其升溫增加，降低絕緣材料的壽命。電感電容的加入將一個一階的電感濾波電路改造成為一個三階電路，在改善濾波器過渡特性的同時，也給高頻分量提供了低阻通路，以減小注入電網(wǎng)的高頻分量。因此，LCL 各參數(shù)的設計需要配合。（3）為了避免開關頻率附近的諧波激發(fā)LCL 諧振，諧振頻率應遠離開關頻率，但不能過小，否則低次諧波電流將通過LCL 濾波器得以放大。且 （310）(3) 計算電容C可先確定諧振頻率，再根據(jù)公式： （311）計算得電容C的值；也可以取電容消耗的無功功率為總功率的5%，利用約束條件：，其中,且其中E為網(wǎng)側(cè)線電壓有效值，為基波頻率。然而，由于LCL濾波器是一個三階系統(tǒng)，如果沒有引入適當阻尼作用，其諧振會對系統(tǒng)的穩(wěn)定性產(chǎn)生較大的影響。以直接電流控制方案為討論前提，目前常見的有源阻尼法包括虛擬電阻法。 基于無源阻尼的單電流環(huán)控制方案的設計[7] 基于LCL濾波的并網(wǎng)逆變器較早的控制策略是采用無源阻尼的單環(huán)控制策略，該策略的優(yōu)點是電路結(jié)構(gòu)簡單，可以使用較少的傳感器，控制器設計簡單，不足的地方是采用無源阻尼，會增加功率損失，尤其在大功率應用場合，電阻上的功率損耗會更多，并且可能導致發(fā)熱量巨大，就要額外加散熱片，雖然減少了傳感器，但可能由于電阻造成的功率損失、額外增加的散熱設備，長期看來，成本不一定會減少。 圖34 基于無源阻尼的并網(wǎng)逆變器原理圖可得系統(tǒng)線性控制模型： 圖35 基于無源阻尼的線性控制系統(tǒng)模型 計算PI調(diào)節(jié)器的參數(shù)，根據(jù)文獻[13]得LCL濾波器的傳遞函數(shù)： （313）將逆變器等效為一個小慣性環(huán)節(jié): 又的數(shù)值很小，忽略不計，則F(s)化簡為： （314）進而可得被控對象的傳遞函數(shù)： （315）且已知PI調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)為： 其中τ=hT整定為II型系統(tǒng)后為： （316）且典型II型系統(tǒng)的傳遞函數(shù)為： （317）其中選定h，濾波器參數(shù)、C和的值，即可計算出K，然后可得即，且電容所串電阻為：