【正文】 Han Yu Bing 7信號解調(diào)中的載波恢復(fù)與符號同步 ? M元 PSK接收機(jī)，載波相位估計(jì)用來產(chǎn)生參考信號，符號同步器控制抽樣器和信號脈沖發(fā)生器。()(Tnn dttftss?? ????????? 020122 )]。令發(fā)送信號為 ? 最大似然準(zhǔn)則 ? 最大后驗(yàn)概率估計(jì)準(zhǔn)則 ? 如果沒有參數(shù)向量的先驗(yàn)知識，可假定參數(shù)的取值范圍內(nèi)是均勻的 (常數(shù)值 )，在這種情況下， MAP和 ML的估計(jì)是相同的。 ? 信號參數(shù)估計(jì) ? 載波相位估計(jì) ? 符號定時(shí)估計(jì) ? 載波相位和符號定時(shí)聯(lián)合估計(jì) ? 最大似然估計(jì)的性能特征 Digital Communications Han Yu Bing 3信號參數(shù)估計(jì) ? 接收機(jī)輸入信號的數(shù)學(xué)模型 ? 是傳播延遲 , 是等效低通信號， 由傳播延遲引起的載波相位。信號參數(shù)估計(jì) 和 。 ),。()([1)]([21l i mTNnnnN dttstrNsr?})]。 Digital Communications Han Yu Bing 8信號解調(diào)中的載波恢復(fù)與符號同步 ? M元 PAM接收機(jī)，載波相位估計(jì)用來產(chǎn)生參考信號，符號同步器控制抽樣器和信號脈沖發(fā)生器。 ( ) ( ) c o s (2 ) ( ) s i n (2 )ccs t A t f t B t f t? ? ? ?? ? ? ?( ) c o s ( 2 )ccc t f t?? ??? ( ) s i n ( 2 )scc t f t?? ?? ? ?11( ) ( ) c o s ( ) ( ) s i n ( )22Iy t A t B t? ? ? ???? ? ? ?11( ) ( ) c o s ( ) ( ) s in ( )22y t B t A t? ? ? ???? ? ? ? ?)?(c os 2 ?? ?Digital Communications Han Yu Bing 13最大似然載波相位估計(jì) ? 假設(shè)延時(shí)已知，極大似然相位估計(jì) ? 等價(jià)似然函數(shù) 0201( ) e x p { [ ( ) ( 。 ) ]TC r t s t d tN???? ?002( ) ( ) ( 。鎖相環(huán)路（ PLL）由乘法器（鑒相器）、回路濾波器和壓控振蕩器 (VCO)組成?；芈窞V波器的輸出電壓控制 VCO。 ?s in ( ) s ind d dV K K? ? ?? ? ? ?0????? 0???0?????Digital Communications Han Yu Bing 22鎖相環(huán) ? 當(dāng)環(huán)路工作在跟蹤模式時(shí)，這時(shí)相位誤差很小，可以近似為 ? 閉環(huán)方程和閉環(huán)傳遞函數(shù)為 ? 代入此例積分濾波器 G(s)的表示式，得到閉環(huán)傳遞函數(shù)為 ? ?s i n ( )? ? ? ?? ? ?1 ? ?[ ( ) ( ) ] ( ) ( )2Ks s G s ss? ? ?? ? ? ?? ( ) ( ) /()( ) 1 ( ) /s K G s sHss K G s s???? ?2122)/()/1(11)(sKsKssH????????Digital Communications Han Yu Bing 23鎖相環(huán) ? 通過一些運(yùn)算得到 ? 其中 ? 閉環(huán)傳遞函數(shù)的等效噪聲帶寬（單邊） 2222( 2 / )()2n n nnnKsHsss? ? ? ?? ? ??????為環(huán)路阻尼因子為環(huán)路自然頻率nnKK?????2/)/1(/21???2 2 22 2 1 22( 1 / / ) 1 ( )4 ( 1 / ) 8neqnKBK? ? ? ? ?? ? ??????Digital Communications Han Yu Bing 24不同阻尼系數(shù) 之下，二階環(huán)路的幅頻 特性曲線 ? 2 0 lo g ( )H ?鎖相環(huán) ? 二階環(huán)路的幅頻特性曲線，阻尼系數(shù)為 1導(dǎo)致臨界阻尼環(huán)路響應(yīng)，阻尼系數(shù)小于 1為欠阻尼響應(yīng)，阻尼系數(shù)大于 1為過阻尼響應(yīng)。 ? 在面向判決的參數(shù)的估計(jì)時(shí)，假定在觀測區(qū)間上信息序列已經(jīng)估計(jì)出來，且不存在解調(diào)差錯(cuò)，此時(shí)除載波相位外， s(t。 Digital Communications Han Yu Bing 34面向判決環(huán) ? 接收的雙邊帶 PAM 信號為 ? 假定 g(t)是持續(xù)時(shí)間為 T 的矩形脈沖。在無判決差錯(cuò)的情況下，環(huán)路濾波器的輸入是誤差信號 ? 環(huán)路濾波器濾除 e(t)中的倍頻項(xiàng)。 1，假設(shè) A 的 PDF ? 似然函數(shù) Λ(φ)和 A 有關(guān)，對 A 的兩個(gè)值平均得相應(yīng)的平均似然函數(shù)和平均對數(shù)似然函數(shù) )0(2co s)( TttfAts c ??? ?)1(21)1(21)( ???? AAAp ??Digital Communications Han Yu Bing 39非面向判決環(huán) ? 如果對其 微分并且令導(dǎo)數(shù)等于零，可得到非面向判決的 ML 估計(jì)。為簡化問題，可以假定信息符號是連續(xù)隨機(jī)變量。加法器起著環(huán)路濾波器的作用，加法器可以用一個(gè)滑動(dòng)窗口的數(shù)字濾波器（加法器）實(shí)現(xiàn)，或者用一個(gè)對過去數(shù)據(jù)加權(quán)的低通數(shù)字濾波器實(shí)現(xiàn)。 M )(tr()M?非線性變換－ M 次方環(huán) ? M 次方環(huán)載波提取 Digital Communications Han Yu Bing 46科斯塔斯環(huán) ? 對雙邊帶抑制載波信號載波提取的另一個(gè)方法是科斯塔斯環(huán)(Costas 1956 年 ) 。 ? 發(fā)送信息信號時(shí)附帶發(fā)送一個(gè)頻率為 l/T 或 1/T 的倍頻時(shí)鐘信號。()( tntstr ?? ?? ??? n n nTtgIts )()。環(huán)路濾波器的輸出驅(qū)動(dòng)壓控時(shí)鐘振蕩器 (VCC)，VCC 輸出控制環(huán)路輸入的抽樣時(shí)間。 1 ，且等概率，對數(shù)據(jù)求平均得 ? 與載波相位估計(jì)情況一樣，對小的 x 有 ? 因此在低信噪比時(shí) ??? n nL Cyc os hln)(?221co s hln xx ????nnL yC )(21)( 22 ??? ??? 0 )()(Tn dtnTtgtry ?Digital Communications Han Yu Bing 54非面向判決定時(shí)估計(jì) ? 由此得到下圖所示跟蹤環(huán)路實(shí)現(xiàn)方案 Digital Communications Han Yu Bing 55? 對于多電平 PAM可以用具有零均值單位方差的高斯 PDF來近似信息符號的統(tǒng)計(jì)特征。對于 PAM，令 Jn = 0 (所有 n)，且序列{In}是實(shí)；對于 QAM 和 PSK，令 Jn = 0 (所有 n)，且序列 {In}是復(fù)值；對偏移 QPSK，兩個(gè)信息序列 {In}和 {Jn}是非零值，且 。)()()()()(Re),(****0