【正文】 模電壓增益接近于零。這不僅與實際的共模輸入有關，而且也與A3和A4的失調(diào)電壓和漂移有關。如果A3和A4有相等的漂移速率，且向同一方向漂移，那么漂移就作為共模信號出現(xiàn)，沒有被放大，還能被第二級抑制。這樣對于A3和A4的漂移要求就會降低。A3和A4前置放大級的差模增益要做得盡可能高，相比之下，第二級（A5）的漂移和共模誤差就可以忽略，對放大器的要求就可以大大降低。當R3=R4，R5=R6時，兩級的總增益為兩個差模增益的乘積，即： 由此可知，上述電路具有輸入阻抗高，共模抑制比高等優(yōu)點，可作為通用儀用放大器使用。用INA128儀用儀表放大器來實現(xiàn) 一般說來，集成化儀用放大器具有很高的共模抑制比和輸入阻抗，因而在傳統(tǒng)的電路設計中都是把集成化儀器放大器作為前置放大器。絕大多數(shù)的集成化儀器放大器，特別是集成化儀器放大器，它們的共模抑制比與增益相關：增益越高，共模抑制比越大。集成化儀器放大器作為心電前置放大器時，由于極化電壓的存在，前置放大器的增益只能在幾十倍以內(nèi)，這就使得集成化儀器放大器作為前置放大器時的共模抑制比不可能很高?？稍谇爸梅糯笃鞯妮斎攵思由细糁彪娙荩ǜ咄ňW(wǎng)絡）來避免極化電壓使高增益的前置放大器進入飽和狀態(tài)，但由于信號源的內(nèi)阻高，且兩輸入端不平衡，隔直電容（高通網(wǎng)絡）使等共模干擾轉(zhuǎn)變?yōu)椴钅８蓴_，嚴重地損害了放大器的性能。 為了實現(xiàn)心電信號的放大，設計電路如下： 采用INA128進行心電信號的放大 （1）、前級采用運放A1和A2組成并聯(lián)型差動放大器。理論上，在運算放大器為理想的情況下，并聯(lián)型差動放大器的輸入阻抗為無窮大，共模抑制比也為無窮大。另外，在理論上并聯(lián)型差動放大器的共模抑制比與電路的外圍電阻的精度和阻值無關。 （2）、 阻容耦合電路放在由并聯(lián)型差動放大器構成的前級放大器和由儀器放大器構成的后級放大器之間，這樣可為后級儀器放大器提高增益，進而提高電路的共模抑制比提供了條件。同時，由于前置放大器的輸出阻抗很低，同時又采用共模驅(qū)動技術，避免了阻容耦合電路中的阻、容元件參數(shù)不對稱（匹配）導致的共模干擾轉(zhuǎn)換成差模干擾的情況發(fā)生。 （3）、后級電路采用儀器放大器，將雙端信號轉(zhuǎn)換為單端信號輸出。由于阻容耦合電路的隔直作用，后級的儀器放大器可以做到很高的增益，進而得到很高的共模抑制比。 從理論上計算整個電路的共模抑制比為： 或式中：CMRTotal或CMRRTotal－放大器的總共模抑制比；CMR1－第一級放大器的共模抑制比；CMR2或CMRR2－第二級放大器的共模抑制比；A1d、A1c、A2d和A2c－分別為第一級放大器和第二級放大器的差模增益和共模增益。 利用AD620來設計放大電路AD620是一種只用一個外部電阻就能設置放大倍數(shù)為1—1000的低功耗、高精度儀表放大器。盡管AD620由傳統(tǒng)的三運放放大器發(fā)展規(guī)律而成,但一些主要性能卻優(yōu)于三運放構成的儀表放大器設計,電源范圍寬(177。177。18V),設計體積小,功耗非常低()因而使用于低電壓、低功耗的應用場合。 AD620芯片引腳圖、。AD620的工作原理：AD620是在傳統(tǒng)的三運放組合方式改進的基礎上研制的單片儀用放大器。輸入三極管Q1和Q2提供了唯一雙極差分輸入，因內(nèi)部的超β處理，它的輸入偏移電流比一般情況低10倍。通過Q1A1R1環(huán)路和Q2A2R2環(huán)路的反饋，保持了Q1，Q2集成極電流為常量，所以輸入電壓相當于加在外接電阻Rg的兩端，從輸入到A1/A2輸出的差分放大倍數(shù)為。由A3組成的單位增益減法器消除了任何共模成分，而產(chǎn)生一個與REF管腳電位有關的單路輸出。由輸入三極管集成電極電流和基極電阻確定的輸入電壓噪聲減小到9nV。,使得運放增益精確地有Rg確定: 或 AD620結(jié)構簡圖 AD620由于體積小、功耗低、噪聲小及供電電源范圍廣等特點，特別適宜應用到諸如傳感器接口、心電圖監(jiān)測儀、精密電壓電流轉(zhuǎn)換等應用場合。利用MAX4194來設計放大電路MAX4194具有軌軌的特性，放大器輸入端設計有高通濾波器，可以抑制極化電壓，MAX4194的失調(diào)電壓不到100uV，因此其電壓增益可取較大值，獲得較高的共模抑制比。 芯片連接圖 芯片引腳圖AD6MAX4194的輸入緩沖電路圖如圖所示是AD6MAX4194的輸入緩沖電路，可以提高輸入阻抗，通過最右邊的電阻網(wǎng)絡取出共模信號，可以進行共模驅(qū)動，再經(jīng)過反向放大可以做右腿驅(qū)動，能獲得較高的共模抑制比。二、最終方案 綜合考慮，AD620是一個最適合的放大器，它只要用一個外部電阻就可以進行1—1000的放大倍數(shù)，精度也較高，而且是DIP封裝便于使用，所以在選擇放大電路的時候運用AD620芯片。帶輸入緩沖實用AD620芯片的具體電路如下：參數(shù)選擇：實際電路中去掉由22KΩ的電阻和220pF的獨石電容組成無源低通濾波器，在NN2之前分別串聯(lián)一個10KΩ的電阻，其作用是限流，然后選擇了跟隨器來穩(wěn)定電壓。運放采用四運放TL084。RR電阻網(wǎng)絡中的電阻取10KΩ，選取的時候通過測量選取阻值基本一樣的電阻。第二節(jié) 共模信號抑制電路的設計一 、備選方案有源屏蔽驅(qū)動電路有源屏蔽驅(qū)動電路可以用來消除共模電壓。為病人做心電檢測時，電極與心電圖機的前置放大器（或緩沖放大器）之間是由導聯(lián)線連接的，導聯(lián)線的中芯線與屏蔽之間存在著一定數(shù)量的分布電容C的存在，會降低整機的輸入阻抗，由于各屏蔽分布電容數(shù)值不可能一致，造成各緩沖放大器的輸入阻抗不平衡，致使放大器的共模抑制比降低有源屏蔽驅(qū)動電路是將差動式傳感器的兩個輸出經(jīng)兩個運算放大器構成的同相比例差動放大后，使其輸入端的共模電壓1：1地輸出，并通過輸出端各自電阻（阻值相等）加到傳感器的兩個電纜屏蔽層上，即兩個輸入電纜的屏蔽層由共模輸入電壓驅(qū)動，而不是接地，電纜輸入芯線和屏蔽層之間的共模電壓為零，它消除了屏蔽電纜電容的影響，提高了電路的共模抑制能力。屏蔽驅(qū)動對于減少50Hz共模干擾也很有用。右腿驅(qū)動電路體表驅(qū)動電路是專為克服人體承載的共模干擾（主要是50Hz共模干擾），提高CMRR而設計的，原理是采用以人體為相加點的共模電壓并聯(lián)負反饋，其方法是取出前置放大級中的共模電壓，經(jīng)驅(qū)動電路倒相放大后再加回體表上，所以稱為右腿驅(qū)動。之所以是右腳還有另外一個原因，因為右腳比左腳離心臟更遠，所以測試來更準確。雖然AD620的共模抑制比較高，但當接入其他電路時，其共模抑制比會變得較低，我們在提高共模抑制比的同時，也要考慮用直接降低共模信號的方法來提高其值，右腿驅(qū)動電路就是一個很好的降低抑制共模信號的方法，在右腿接入一反向放大器，并與儀表放大相連，可以將共模信號抑制1＋K倍（K為反向放大增益），從而有效的降低了共模信號。 前置放大級 與并聯(lián)型跟隨輸入前置放大器相配合的驅(qū)動電路二 、最終方案 選擇了方案二，因為這種方案更加通用有效。而加上前置放大電路還需要討論導聯(lián)輸入，導聯(lián)線又稱輸入電纜線。其作用是將電極板上獲得的心電信號送到放大器的輸入端。心臟電興奮傳導系統(tǒng)所產(chǎn)生的電壓是幅值及空間方向隨時間變化的向量。放在體表的電極所測出的ECG信號將隨不同位置而異。心周期中某段ECG描跡在這一電極位置不明顯，而在另一位置上卻很清楚。為了完整描述心臟的活動狀況，應采用多電極導聯(lián)方式測量心電信號，基于現(xiàn)在的實驗條件及要求，選擇3導聯(lián)方式：左臂（LA），右臂（RA）以及右腿（RL）。各導聯(lián)線以不同顏色的標志來表示所接的部位。為了減少連接時發(fā)生錯誤，國際統(tǒng)一規(guī)定字母和導線色標為：R右臂（紅）；L左臂（黃）； RF右腿（黑）。具體電路圖如下，而測試時，將測試者的的左手與LA端相連，而右手與RA相連。右腳與RL端相連。 與并聯(lián)型跟隨輸入前置放大器相配合的實際驅(qū)動電路參數(shù)選擇：實際電路中考慮功耗問題，R6取10 KΩ，R8取10MΩ，K= R8/R6=100，R7=1MΩ為限流保護電阻，為使電路更簡便去掉了起穩(wěn)定作用的CF。第三節(jié) 心電放大器其他部分的設計一 、低通濾波電路及時間常數(shù)電路 簡單二階低通濾波器級跟隨器選用了二階簡單濾波器。二階簡單低通濾波器的截止頻率的計算公式是 。參數(shù)選擇：，所以截止頻率由公式算得。二 、工頻50Hz的陷波電路帶阻濾波器電路是用來抑制或衰減某一頻段的信號，而讓該頻段以外的所有信號通過。即是說，雖然前端采用集成化器件已經(jīng)有了很高的共模抑制比，但由于它不能消除干擾以及后級電路再次引入50Hz工頻干擾，在電路的最后部分仍需加入50Hz陷波器，其可以采用雙T帶阻濾波器，其品質(zhì)因數(shù)與反饋系數(shù)有一定比例關系，但并不是品質(zhì)因數(shù)越大越好，品質(zhì)因數(shù)越大，其β也越大，電路將出現(xiàn)不穩(wěn)定甚至自激振蕩。,引入負反饋改善選頻作用。而,。 50HZ雙T陷波電路理論圖參數(shù)選擇：參數(shù)通過計算得到。即, 所以，RV KΩ， KΩ左右，R19在2 KΩ左右， KΩ。C 50HZ雙T陷波電路實際電路圖三 、主級放大輸出電路主放大電路為反向放大器，因為反向放大器較同向放大器性能更穩(wěn)定，電路設計如下圖所示。經(jīng)過各模塊電路的設計，獲得的信號再經(jīng)過放大即可輸出到示波器上顯示了。參數(shù)選擇： R13=R14=200Ω,RV2=10KΩ，K=RV2/R13=50。系統(tǒng)總放大倍數(shù)為前置倍數(shù)*隔離放大倍數(shù)*主放大倍數(shù)=1000*隔離放大倍數(shù)，其中隔離放大倍數(shù)為1～3。 主級放大器實際電路圖 高通濾波電路采用了簡單的一階高通濾波器，其截止頻率為。具體電路如下圖所示。參數(shù)選擇：,仍然選擇經(jīng)濟實用的TL094芯片作跟隨器電路的芯片。又截止頻率計算得： 一階高通濾波器實際電路圖五、 電源設計電源中采用直流供電，用的擔電源，取中間值為地。運放采用正負供電，用作驅(qū)動，防止流入地線的電流過大，仍然采用了TL084芯片作為放大器。電源通過連線分別接入以上各個部分。 電源實際電路圖 其他部分的討論雖然本論文只討論心電放大器部分，但是仍然需要簡述一下另兩個在實際心電放大器的重要組成部分。它們都是為了保證在使用心電放大器的過程中人的安全而設計的防止觸電的部分。DC/DC:直流/直流轉(zhuǎn)換電路主要的目的是進行電壓的變換及隔離因為直流不能直接通過變壓器升、降壓，所以先將直流通過開關電路變成交流，頻率一般是幾百K，這時的交流波形沒有交流電正弦波那樣好。變成交流后通過變壓器進行變壓，輸出的交流通過整流、濾波、穩(wěn)壓等電路變回直流。當然變壓器的磁心一般是錳鋅鐵氧體的，不能用硅鋼片的。光電隔離電路為了降低由電容耦合產(chǎn)生的位移電流，保證人體生命安全，有必要使用光電隔離電路，它使前級放大器與后級放大器之間沒有電的聯(lián)系，提高了抗干擾型和安全性。第四節(jié) 本章小結(jié)本章主要介紹了心電放大器設計電路方面的問題，基本上是分模塊來討論的，對于有多個方案電路的模塊均理論聯(lián)系實際給出了最終的解決方案，也就是實際心電放大器所用的電路。第三章 心電放大器相關數(shù)據(jù)測試 第一節(jié) 心電放大器主要參數(shù)測試一、前置放大電路差模增益測量方法：差動輸入端，一端接信號源信號，另一端接地，測量AD620的輸出端對地的電壓。所以，而最初測量值為20，由此判斷AD620可能出問題了，換一塊芯片按以上方法再測一次，差模增益為20。共模抑制比測量方法：兩輸入端輸入50Hz共模信號，測量輸出端對地電壓。最初測量時。所以，共模增益為：，*10E3。共模抑制比為：CMRR=20log()=最初共模抑制比為：CMRR=二、二階濾波電路測量方法：實際應用中兩個二階濾波連接到一起后，輸入一定電壓幅度的正弦波，調(diào)節(jié)其頻率，觀察輸出電壓幅度的變化。測得，信號30Hz時開始有幅度衰減，約33Hz時衰減3dB，50Hz時減為原幅度的1/3。三、 雙T50HZ陷波電路陷波中心頻率測量方法：不斷調(diào)節(jié)信號發(fā)生器信號的頻率，尋找輸出信號幅度最低的頻率。測得。50HZ處的陷波深度測量方法：，分別測量輸入信號和輸出信號的幅度。測得，陷波深度為22dB。陷波帶寬測量方法：不斷調(diào)節(jié)信號發(fā)生器信號的頻率。測得，帶寬為177。四、后級主運放電路增益測量方法：連好主運放電路，輸入一定大小的信號，測其輸出信號，其比值即運放增益。測得，增益與理論值相等，為50倍。第二節(jié) 本章小結(jié)測量調(diào)試時電路完成的真正最后一件事。完成了調(diào)試所有的問題都告一段落，一切都用數(shù)據(jù)來說話。本章主要針對測試的數(shù)據(jù)一一詳細描述。由信號發(fā)生器作為信號源，示波器采集并顯示最終的波形圖。 結(jié) 論睡眠呼吸暫停綜合癥是目前威脅人類生命的主要疾病之一，而睡眠呼吸暫停綜合癥自動分析儀國內(nèi)的自主研發(fā)目前基本是空白的，國際上也正處在研發(fā)的初級階段，應用前景廣闊。心電圖自動檢測與分析作為