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正文內(nèi)容

光伏電源逆變器的設(shè)計畢業(yè)論文-文庫吧

2025-07-12 07:30 本頁面


【正文】 出再經(jīng)過濾波就可以得到正弦輸出電壓本系統(tǒng)方案通過SG3525來實現(xiàn)輸出正弦電壓,首先要得到SPWM的調(diào)制信號要想得到SPWM調(diào)制信號,必須要有一個幅值在1~,將它加到SG3525腳9,并與鋸齒波進(jìn)行比較,來得到正弦脈寬調(diào)制波,實現(xiàn)SPWM的控制電路框圖如圖23所示?;鶞?zhǔn)50Hz的方波由文氏橋產(chǎn)生正弦波再經(jīng)過整流生成,用來控制輸出電壓有效值和基準(zhǔn)值比較所產(chǎn)生的誤差信號,當(dāng)電源輸出電壓發(fā)生變化時,會改變正弦信號的幅值,使得SG3525輸出脈寬也跟著發(fā)生相應(yīng)的變化。167。 正弦波發(fā)生器本設(shè)計采用文氏橋振蕩電路產(chǎn)生50Hz正弦波(圖25),利用RC串并聯(lián)(圖24)選頻網(wǎng)絡(luò)的選頻特性。圖24 RC串并聯(lián)網(wǎng)路傳輸系數(shù): (21)式21中:.分析上式可知:僅當(dāng)w=時,達(dá)最大值,且u2與u1同相,即網(wǎng)絡(luò)具有選頻特性,決定于RC。震蕩頻率: (22)穩(wěn)定振蕩條件189。AuF189。=1,|F |=1/3,則考慮到起振條件189。AuF189。1,一般應(yīng)選取RF略大2R1。如果這個比值取得過大,會引起振蕩波形嚴(yán)重失真。由式(22)得:由運放構(gòu)成的RC串并聯(lián)正弦波振蕩電路不是靠運放內(nèi)部的晶體管進(jìn)入非線性區(qū)穩(wěn)幅,而是通過在外部引入負(fù)反饋來達(dá)到穩(wěn)幅的目的。一般要在電路中加入非線性環(huán)節(jié)。在Rf串聯(lián)兩個并聯(lián)二極管,利用電流增大時二極管動態(tài)電阻減小、電流減小時二極管動態(tài)電阻增大的特點,加入非線性環(huán)節(jié),從而使輸入電壓穩(wěn)定。在Multisim仿真波形如圖26。圖25 50Hz文氏振蕩電路圖26 50Hz振蕩電路仿真波形 167。 精密整流電路精密整流電路的功能是將微弱的交流電壓轉(zhuǎn)換成直流電壓[14]。但是本設(shè)計整流輸出并未經(jīng)過濾波環(huán)節(jié),故僅把正弦波整為饅頭波。精密整流電路的原理圖如圖27,整流電路的輸出保持輸入電壓形狀,而僅僅改變輸入電壓相位。輸入電壓為正弦波是,輸出電壓波形如圖28中u2所示。U3A,U3B組成一個精密整流電路,其特點是,經(jīng)它整流的正弦饅頭波,失真很小,能滿足SPWM的要求。圖中R14,R15,R16,R17,R18的阻值一定要一致,否則,出來的饅頭波會上下波動。在Multisim仿真波形如圖28。輸出50Hz正弦波圖27 精密整流電路圖28 精密整流電路仿真波形 167。 誤差放大及加法電路U4B起到正弦誤差放大作用,從精密整流電路出來的饅頭波進(jìn)入U4B的同相端,經(jīng)其放大(如圖29)。U4A是一個加法電路:從U4B出來的饅頭波進(jìn)入U3A的同相端,同時U3A的同相端也接在一個直流電位上。在Multisim仿真波形如210。 0 圖29 誤差放大及加法電路圖210 誤差放大及加法電路仿真波形167。 SPWM調(diào)制 PP值饅頭波圖211 SPWM波形產(chǎn)生電路SG3525由一個雙門限電壓均從基準(zhǔn)電源取得,其高門限電壓低門限電壓,內(nèi)部橫流源向CT充電,其端壓VC線性上升,構(gòu)成鋸齒波的上升沿,當(dāng)時比較器動作,充電過程結(jié)束,上升時間t1為: (23)比較器動作時使放電電路接通,CT放電,VC下降并形成鋸齒波的下降沿,當(dāng)時比較器動作,放電過程結(jié)束,完成一個工作循環(huán),下降時間間t2為: (24)此時間即為死區(qū)時間鋸齒波的基本周期T為: (25)因為由上可見鋸齒波的上升沿遠(yuǎn)長于下降沿,因此上升沿作為工作沿,下降沿作為回掃沿。主芯片SG3525的接法和一般常規(guī)接法有點不同[15],因為3525的114腳是圖騰柱輸出,把114腳接地,屏蔽了圖騰柱的下管,并在13腳接一個上拉電阻做負(fù)載,這樣做的目的是把原114腳的信號合并在一起輸出,以大幅度地提高最大占空比。母線電壓的利用率也大幅度提高了,可以在94%以上。但從13腳出來的脈沖,是反向的SPWM波,所以要用一個4069把它反回來。震蕩電容CT取10nF震蕩電阻RT取10K的電阻,如圖211中C13,R25所示,另一端直接接地。5端與7端直接短接,由式(25)的鋸齒波的頻率為:。把15K的鋸齒波信號和100Hz的饅頭波信號進(jìn)行比較,從而產(chǎn)生SPWM波形。167。 時序控制電路用一片NE5532即U1A、U1B組成一個50Hz同步方波發(fā)生電路(圖212)。從文氏橋正弦波振蕩器過來的正弦波信號(約12VPP值),經(jīng)二個電壓比較器U1A、U1B后,產(chǎn)生二路帶死區(qū)時間的低頻同步波,電路中R1,R2決定二路方波的死區(qū)時間[16]。經(jīng)試驗,當(dāng)用NE5532時,RR2取510歐姆時,死區(qū)時間大約為100μs。U1A,U1B用358時死區(qū)時間為200μs。圖212 50Hz同步波形發(fā)生電路對于采用單極性調(diào)制的SPWM控制而言,逆變橋一個橋臂上下兩只開關(guān)管互補(bǔ)開關(guān)。由于開關(guān)管在開通和關(guān)斷時都存在延遲時間,如果驅(qū)動脈沖以嚴(yán)格互補(bǔ)的方式驅(qū)動這兩只管子,可能出現(xiàn)兩只管子同時開通的情況,造成逆變橋橋臂直通短路,燒毀開關(guān)管。為了防止這種情況發(fā)生,就必須在互補(bǔ)的驅(qū)動脈沖之間加入一定的死區(qū)時間。獲得死區(qū)時間的簡單方法是驅(qū)動信號的下降沿不延時,僅延時驅(qū)動信號的上升沿。這樣,死區(qū)時間設(shè)置電路就可以通過數(shù)字電路實現(xiàn)了(圖213)。高頻波死區(qū)時間調(diào)整電路,由四組電阻、電容組成,死區(qū)時間選擇23μs,可以按RC時間常數(shù)2μs設(shè)置,電阻可選擇47K,電容選擇47pF,電容應(yīng)該選擇低溫度系數(shù)介質(zhì)的,如聚酯電容器、COG介質(zhì)的陶瓷電容器等。在Multisim仿真波形如圖214。這樣經(jīng)過這種保護(hù)措施的綜合運用,就可以防止橋臂短路故障的出現(xiàn)。圖213 死區(qū)延時電路圖214 死區(qū)延時電路仿真波形第3章 逆變電路167。 IR2110芯片介紹167。圖31 IR2110功能結(jié)構(gòu)圖LO(引腳1):低端輸出COM(引腳2):公共端Vcc(引腳3):低端固定電源電壓Nc(引腳4):空端Vs(引腳5):高端浮置電源偏移電壓VB (引腳6):高端浮置電源電壓HO(引腳7):高端輸出Nc(引腳8):空端VDD(引腳9):邏輯電源電壓 圖32 IR2110引腳圖HIN(引腳10):邏輯高端輸入 SD(引腳11):關(guān)斷LIN(引腳12):邏輯低端輸入 Vss(引腳13):邏輯電路地電位端,其值可以為0VNc(引腳14):空端IR2110采用HVIC和閂鎖抗干擾CMOS制造工藝[17],DIP14腳封裝。具有獨立的低端和高端輸入通道;懸浮電源采用自舉電路,其高端工作電壓可達(dá)500V,dv/dt=177。50V/ns,15V下靜態(tài)功耗僅為116mW;輸出的電源端(腳3,即功率器件的柵極驅(qū)動電壓)電壓范圍10~20V;邏輯電源電壓范圍(腳9)5~15V,可方便地與TTL,CMOS電平相匹配,而且邏輯電源地和功率地之間允許有177。5V的偏移量;工作頻率高,可達(dá)500KHz;開通、關(guān)斷延遲小,分別為120ns和94ns;圖騰柱輸出峰值電流為2A。IR2110的內(nèi)部功能框圖如圖31所示。由三個部分組成:邏輯輸入,電平平移及輸出保護(hù)。如上所述IR2110的特點,可以為裝置的設(shè)計帶來許多方便。尤其是高端懸浮自舉電源的成功設(shè)計,可以大大減少驅(qū)動電源的數(shù)目,三相橋式變換器,僅用一組電源即可。167。 IR2110特性1. IR2110基本特點(1) 具有獨立的低端和高端輸入通道;(2) 懸浮電源采用自舉電路,其高端工作電壓可達(dá)500V;(3) 輸出的電源端(腳3)的電壓范圍為1020V;(4) 邏輯電源的輸入范圍(腳9)515V,可方便的與TTL,CMOS電平相;(5) 匹配,而且邏輯電源地和功率電源地之間允許有1V的便移量;(6) 工作頻率高,可達(dá)500KHz;(7) 開通、關(guān)斷延遲小,分別為120ns和94ns;(8) 圖騰柱輸出峰值電流2A。2. 高壓側(cè)懸浮驅(qū)動的自舉原理IR2110用于驅(qū)動半橋的電路如圖33所示。圖中CVD1分別為自舉電容和二極管,C2為VCC的濾波電容。假定在S1關(guān)斷期間C1已充到足夠的電壓(VC1≈VCC)。當(dāng)HIN為高電平時VM1開通,VM2關(guān)斷,VC1加到S1的門極和發(fā)射極之間,C1通過VM1,Rg1和S1門極柵極電容Cgc1放電,Cgc1被充電。此時VC1可等效為一個電壓源。當(dāng)HIN為低電平時,VM2開通,VM1斷開,S1柵電荷經(jīng)RgVM2迅速釋放,S1關(guān)斷。經(jīng)短暫的死區(qū)時間(td)之后,LIN為高電平,S2開通,VCC經(jīng)VD1,S2給C1充電,迅速為C1補(bǔ)充能量。如此循環(huán)反復(fù)。圖33 IR2110驅(qū)動半橋 4. 設(shè)計電路應(yīng)注意以下問題:1)UC3637的RT和CT要適當(dāng)選擇,避免RT上的電流過大,損壞片子;2)驅(qū)動電路中C2值要遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于上管的柵源極之間的極間電容值;3)IR2110的自舉元件電容的選擇取決于開關(guān)頻率,VDD及功率MOSFET的柵源極的充電需要,二極管的耐壓值必須高于峰值電壓,其功耗應(yīng)盡可能小并能快速恢復(fù);4)IR2110的驅(qū)動脈沖上升沿取決于Rg,Rg值不能過大以免使其驅(qū)動脈沖的上升沿不陡,但也不能使驅(qū)動均值電流過大以免損壞IR2110;5)當(dāng)PWM產(chǎn)生電路是模擬電路時可以直接把信號接到IR2110;當(dāng)用采數(shù)字信號時要考慮隔離;6)注意直流偏磁問題167。 驅(qū)動電路設(shè)計采用功率開關(guān)管的變換器電路中,開關(guān)管的驅(qū)動電路性能的好壞直接關(guān)系到變換器的工作可靠性。因此,在變換器設(shè)計中,要對功率開關(guān)管的驅(qū)動進(jìn)行精心的設(shè)計。與晶體管驅(qū)動電路不同,對功率MOS管的控制實質(zhì)上是對MOS管的輸入電容C進(jìn)行充、放電控制,同時驅(qū)動電路還要為MOS管的柵漏電容,亦稱米勒電容提供渡越電流CGDdVGD/dt,所以驅(qū)動電路的負(fù)載為容性網(wǎng)絡(luò)由于電容上的電荷的保持作用,當(dāng)器件開通后驅(qū)動電路無需繼續(xù)提供電流。根據(jù)上面的分析,得出功率MOS管對驅(qū)動電路的要求如下[19]:(1) 驅(qū)動電路延遲時間??;(2) 驅(qū)動電路峰值電流大;(3) 柵極電壓變化率dv/dt大。綜上所述,理想的功率MOS開關(guān)管驅(qū)動電路應(yīng)同時具備高速開關(guān)和高峰值電流能力。逆變電路采用了全橋式結(jié)構(gòu),對于全橋式電路而言,橋臂上下功率管的驅(qū)動需采用隔離驅(qū)動電源??刹捎霉怆婑詈? 器,但是為了提高驅(qū)動電路工作可靠性,采用專用于驅(qū)動橋式結(jié)構(gòu)電路的集成電路IR2110可以簡化驅(qū)動電路設(shè)計、提高系統(tǒng)性能。圖34 IR2110驅(qū)動電路IR2110驅(qū)動電路原理框圖如圖34所示,其中左上臂HIN_L、左下臂LIN_L、右上臂HIN_R右下臂與LIN_R輸入信號分別是QQQQ4,四路單極性的SPWM波形可以保證H橋臂的四個MOS管兩兩交叉導(dǎo)通,這樣實現(xiàn)輸出電流的反向,從而使輸出端為交流的高頻SPWM信號。原理圖中MOS管選用耐壓值較高,開關(guān)速度快的IRF540,IRF540的漏源耐壓可達(dá)100V。為了保護(hù)其不被燒壞,必須在四只MOS管上加上四個散熱片。HO、LO端的二極管使用開關(guān)管1N4148,實現(xiàn)自舉電路的二極管用快恢復(fù)二極管。芯片工作電壓為+12V,開關(guān)管D極電壓也為+12V。 167。 輸出濾波器設(shè)計輸出濾波器將逆變器輸出的脈沖寬度調(diào)制的功率脈沖轉(zhuǎn)化為模擬電壓。當(dāng)逆變器的輸出不加濾波電路時,其輸出波形只是SPWM調(diào)制波,其中既包含了50Hz基波,又包含了高于50Hz的諧波。為了削弱高次諧波,就需要設(shè)置輸出濾波器。圖35 LC濾波器濾波器是一種具有選擇性的四端網(wǎng)絡(luò),它允許某些頻率信號通過,而不允許另一些頻率信號通過。允許通過的信號頻率范圍稱為通帶,不允許通過的信號頻率范圍稱為阻帶,通帶與阻帶交界的頻率稱為截止頻率[20]。從H橋的輸出為高頻交流信號,要用工頻隔離變壓器對其進(jìn)行變換,這就需要先將高頻信號轉(zhuǎn)換為50Hz工頻信號,此部分通過LC濾波(如圖35)實現(xiàn),也可當(dāng)作以低通濾波器,與小信號電路的低通濾波器不同的是,逆變器的輸出濾波器不僅要濾除不需要的高頻分量,而且還要在濾除不需要的高頻分量的同時,使通過的頻帶所傳輸?shù)墓β十a(chǎn)生的損耗盡可能的低。因此,傳統(tǒng)的RC低通濾波器在這里不能應(yīng)用。而需要采用幾乎沒有損耗的LC低通濾波器。它的設(shè)計原則是對50Hz低頻呈低阻抗特性,基本不產(chǎn)生基波壓降,而對高頻分量呈高阻抗特性。由傅立葉分析可知: (31)逆變電路輸出的n次諧波有效值Vn經(jīng)LC濾波后在負(fù)載上的n次諧波電壓為: (32) (33)由上此可見n次諧波衰減了倍。逆
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