【正文】 適的電流值,有時體積和成本是制約主要因數(shù),但是還是要大于峰值電流的2倍(通常在65%),就算在板級空間十分珍貴的情況下也要保證30%預留空間余量,這樣可以有效的減小內阻,減小發(fā)熱量。質量不好、繞制松散電感器件也會有噪聲。未屏蔽的電感在金屬外殼安裝時會發(fā)生線路震蕩頻率改變,從而產生噪聲,這時需要將電感屏蔽。另外,當被屏蔽干擾信號的波長正好與金屬機殼的某個尺寸接近的時候,金屬機殼很容易會變成一個大諧振腔,即:電磁波會在金屬機殼內來回反射,并會產生互相迭加. 為了獲得最佳的效率,確保該電感銅線低的DCR(銅線電阻).,SMT有時也會有影響,會使得電感感值發(fā)生嚴重變化,要仔細了解供應商產品溫度忍耐限度要求.輸出電容器件選擇: ,一個小的 ,圖上存在一個拐點,再增加電容值,對操作頻率和輸出電流的調整影響不大. 增加輸出電容(COUT),從本質上來說,是增加了輸出級所能儲存的能量,(COUT)之后,負載電流有相同的趨勢,只不過所有尖銳的拐角都變得圓滑了,所有的峰值明顯減小,如下圖所示. 應用設計在輸出端上采用低ESR(等效串聯(lián)電阻)陶瓷電容器,這是與其它電介質相比,.輸入電容器的選擇: 一般在驅動IC輸入設置一顆電容,價格變得非常低廉而穩(wěn)定,集成到IC內部沒有成本優(yōu)勢,所以大多將整流濾波部分不予整體考慮. 如果采用電解電容提供了附加的旁路或輸入電源阻抗很低,并強制該開關電流進入一個嚴密的本機環(huán)路,以高效的完成這項工作,而且,陶瓷電容器小尺寸和低阻抗(低的等效串聯(lián)電阻或ESR),與數(shù)值相同的其它電容器類型相比,也不建議在此使用.肖特基二極管選擇: 通常開關轉換型LED恒流驅動IC在mos管關斷期間傳到電流,所選擇二極管反向耐壓要針對線路最高輸出電壓脈沖值來確定,因此應選擇一個正向電流IF=I*(1D)%,則需要考慮PWM低電平期間來自輸出的二極管泄漏(有氣在熱點上),這一點或許也很重要. 升壓型轉換器中的輸出二極管在開關管關斷期間流過電流,峰值電流等于電感峰值電流. Id(二極管電流)=Il(電感電流)=(1+X/2)*Iout(最大電流)/1Dmax 二極管消耗功率為: Pd=Iout(最大)*Vd 保持較短的二極管引線長度并遵循正確的開關節(jié)點布局,是要合適,高耐壓肖特基二極管Vf值也會高些,功耗會大,成本也會稍有增加,沒有成本壓力可以考慮. 經常可以使用的二極管可以是: IN58171A20V IN58191A40V CMSH160M 1A60V CMSH1100M1A100V BYV26A200V BYV26B400V BYV26C600V BYV26D800V B2202A20V B2402A40V B2100 2A100V B3203A20V UPS3403A40V SBM4303A40V 8ETU048A400VLED恒流驅動器件MOSFET選擇! ,應用較為廣泛,也多以NMOS為主. 功率MOSFET的開關特性:MOSFET功率場效應晶體管是用柵極電壓來控制漏極電流的,因此它的一個顯著特點是驅動電路簡單,工作頻率高,功率MOSFET的工作頻率在下降時間主要由輸入回路時間常數(shù)決定. MOS管的三個管腳之間有寄生電容存在,在驅動感性負載,在集成電路芯片內部通常是沒有的. MOS管是電壓驅動器件,基本不需要激勵級獲取能量,但是功率MOSFET和雙極型晶體管不同,它的柵極電容比較大,在導通之前要先對該電容充電,當電容電壓超過閾值電壓(VGSTH),柵極驅動器的負載能力必須足夠大,以保證在系統(tǒng)要求的時間內完成對等效柵極電容(CEI)的充電. ,但可以降低柵極驅動回路信號源內阻Rs的值,從而減小柵極回路的充放電時間常數(shù),、更靈活的LED功率能力,外置MOSFET是唯一的選擇方式,IC需要合適的驅動能力,MOSFET輸入電容是關鍵的參數(shù)! 下圖Cgd和Cgs是MOSFET等效結電容. 一般IC的PWM OUT輸出內部集成了限流電阻,具體數(shù)值大小同IC的峰值驅動輸出能力有關,可以近似認為R=Vcc/ Rg選擇在1020Ω左右. 一般的應用中IC的驅動可以直接驅動MOSFET,但是考慮到通常驅動走線不是直線,感量可能會更大,并且為了防止外部干擾,這個電阻要盡量靠近MOSFET的柵極. 以上討論的是MOSFET ON狀態(tài)時電阻的選擇,在MOSFET OFF狀態(tài)時為了保證柵極電荷快速瀉放,由于走線電感的原因也會引起諧振(因此有些應用中也會在這個二極管上串一個小電阻),但是由于二極管的反向電流不導通,此時Rg又參與反向諧振回路,. MOS開關管損耗:不管是NMOS還是PMOS,導通后都有導通電阻存在,這樣電流就會在這個電阻上消耗能量,幾毫歐的也有. MOSFET導通和截止的時候,流過的電流有一個上升的過程,在這段時間內,MOSFET管的損耗是電壓和電流的乘積,而且開關頻率越快,降低損耗但也要兼顧雜聲的出現(xiàn). 導通瞬間電壓和電流的乘積很大,可以減小每次導通時的損耗。降低開關頻率,. 輸出的要求:因為MOSFET一般都連接著感性電路,或者傳輸延時過大,瞬間短路電流會顯著降低電源的效率,是MOSFET發(fā)熱的原因之一. 估算結區(qū)溫度:一般來說,即使源極/漏極電壓超過絕對的最大額定值,功率 MOSFET MOSFET 的擊穿電壓 (BVDSS) ,溫度越高,功率 MOSFET 工作時的環(huán)境溫度超過 25℃,其結區(qū)溫度會因能量耗散而升至高于環(huán)境溫度. 當擊穿真正發(fā)生時,漏極電流會大得多,真正的擊穿電壓會是額定低電流擊穿電壓值的 倍. 盡管非正常的過壓尖峰不會導致器件擊穿,但為了確保器件的可靠性,功率MOSFET : T_{J}=P_{D}R_{ JC}+T_{C} 其中, T_{J}:結區(qū)溫度。T_{C}:管殼溫度。P_{D}:結區(qū)能耗。R_{ JC}:穩(wěn)態(tài)下結區(qū)至管殼的熱阻. 不過在很多應用中,功率 MOSFET 中的能量是以脈沖方式耗散,并由下式表達: Z_{ JC}(t)=r(t) R_{ JC} 這里,r(t)是與熱容量相關,r(t)非常小。但對于很寬的脈沖,r(t)接近1,而瞬態(tài)熱阻接近穩(wěn)態(tài)熱阻. 有時輸入電壓并不是一個固定值,當提供的驅動電壓超過穩(wěn)壓管的電壓,如果簡單的用電阻分壓的原理降低gate電壓,就會出現(xiàn)輸入電壓比較高的時候,MOS管工作良好,而輸入電壓降低的時候gate電壓不足,引起導通不夠徹底,從而增加功耗. (VCC)相同,導通電阻小. 目前市場上也有低電壓驅動MOSFET,但耐壓都較低,可以選擇用在串接要求不是很高的場合.第三章 設計方案這個電路的原型是降壓型buck電路，原理是在MOS管開通時，輸入電源通過L平波和C濾波后向負載端提供電流；當MOS管關斷后，L通過二極管續(xù)流，保持負載電流連續(xù)。輸出電壓因為占空比作用，不會超過輸入電源電壓。本設計針對驅動一定數(shù)量的LED燈珠提出以下要求：1. 設計電路能夠滿足驅動2330顆燈珠（一顆1WLED燈珠的驅動電壓大概為3V，電流為350mA左右）2. 電流精度高，能夠達到350mA177。10Ma3. 輸入電壓范圍廣，能夠在輸入電壓為140290V之間工作4. 在220V正常輸入電壓情況下，電路的效率能夠達到80%以上5. 低成本，便于量產等等。針對該電路提出的要求，為了提高電路的效率，決定使用不隔離型電路，減少變壓器的消耗。另外為了提高效率和降低成本，將輸入端的EMI也去掉了。電路圖如下 在該電路中用到了NCP1200的CS腳來控制負載的電流，原理是在一個周期內MOS管導通時，負載電流開始上升，當其值到達我們設定的值時，通過采樣電阻給CS端反饋一個電壓信號，控制MOS管的關斷，此時負載由電感供電，電感在下個開關周期前將所儲存的能量放完，這種模式叫做不連續(xù)模式。這種控制峰值電流來達到恒流的方法不能實現(xiàn)真正的恒流，負載電流會隨著輸入電壓的波動和負載數(shù)量的波動而變化輸入為可調變壓器的110V，串接6個（10W51RJ）電阻（代替30個1WLED燈珠）聯(lián)47uF400V電容，Rs=1Ω，F(xiàn)B接口接15K電阻，實驗后測量電壓為108V，根據(jù)I=U/R換算成電流為363mA。只改變負載，改為串接5個電阻，測量電壓103V，換算成電流為410mA。 串接5個電阻調節(jié)輸入電壓后測量輸出電壓，結果如下： 輸入（V）：65 70 75 80 85 90 95 100 110 120 130 135 140 145 155 165 178 196 228 255 輸出（V）：65 71 76 81 85 88 91 94 101 108 113 103 97 92 88 86 84 83 82 82 串接6個電阻調節(jié)輸入電壓后測量輸出電壓，結果如下： 輸入（V）：59 86 98 113 125 147 180 205 255 輸出（V）：63 90 100 111 120 108 95 93 93由以上數(shù)據(jù)可以看出，該方案恒流效果不是很好，尤其是在低壓情況下，容易造成LED擊穿。況且在負載LED數(shù)量變化時，輸出電流變化較大。該電路只是簡單的靠限制峰值電流來達到恒流效果的。當LED燈珠壞掉一個的話，此電路的恒定電流值會增加，這樣會讓剩下的LED燈珠加速老化。輸入電壓在140290變化時不能滿足恒流要求，故不考慮該方案。該電路原理圖如下該方案是利用晶體管的反向擊穿特性，三極管在PN結溫度變化時，電壓基準的話會有較大的變化，Vbe=,當溫度在40度和80度變化時，℃。這樣電壓基準就變化了，而且范圍較大。電流變化精度受到外部溫度的影響較大，會超出要求范圍，而且其成本也會相對提高。故該方案不予考慮。運放加光耦方式的原理是通過運放來比較與負載串聯(lián)的電阻上的壓降，把這個信號通過光耦的隔離，反饋到芯片的FB腳，來控制MOS管的導通關斷時間。當負載電流上升時，采用電阻上的壓降會升高，這將使得運放的正向輸入端電壓高于反向輸入端，運放輸出為高電平，這樣流過光耦的電流會增大，光耦輸出端的阻值會降低，這樣就拉低了FB端的電壓，芯片會縮短MOS管的導通時間，使負載電流降低，從而實現(xiàn)恒流。運放的電源要求是177。15V，而我們的負載壓降是90V上下，這就需要我們?yōu)檫\放設計一個電壓穩(wěn)定的電源。第一是用穩(wěn)壓二極管串聯(lián)電阻的方法，第二是用TL431串聯(lián)電阻的方法。前者的優(yōu)點是成本低，穩(wěn)定性有待實驗測試；后者的優(yōu)點是穩(wěn)定性好，成本高一些。實驗后發(fā)現(xiàn)穩(wěn)壓管的電壓會有大的波動，這是因為負載變化時，穩(wěn)壓管的漏電流會發(fā)生些許的變化，從而引起了穩(wěn)壓值的漂移；而使用后一種方案的穩(wěn)壓效果相當理想，所以最終確定使用TL431串聯(lián)電阻為運放提供電源此方案可以保證電流變化精度在要求范圍內，可以驅動2028顆LED，而且經理論分析其可靠性不錯，但是達到這種性能需要增加2元錢的材料成本，而且電路相對復雜了一些，不過這個方案適合量產。運放方案加上了開路保護功能，當電路不接負載時是很危險的，并聯(lián)在負載兩端用于濾波的電解電容會因實際電壓超過其標稱值而爆炸。開路保護的原理是通過比較負載端的電壓與設定值的大小，來驅動光耦，進而反饋到芯片F(xiàn)B端來控制MOS管的導通關斷時