【正文】 調制信號電壓調變，因此，回路中的電抗要能夠跟調制信號的改變而改變，應用一可變電抗器件，它的電容量或電感量受調制信 圖 號控制，將它接入振蕩回路中，就能實現(xiàn)調頻。最簡便、最常用的方法是利用變容二極管的特性直接產生調頻波，因要求的頻偏不大，故采用變容 二極管部分接入振蕩回路的直接調頻方式。其原理電路如圖 所示，它具有工作頻率高、固定損耗小和使用方便等優(yōu)點。變容二極管 Cj 通過耦合電容 C1并接在 LCN回路的兩端，形成振蕩回路總容的一部分。 因而，振蕩回路的總電容 C 為： （4jN??1） 8 圖 振蕩頻率為： （4)(211jNCLf ???2）加在變容二極管上的反向偏壓為： (43)??????高 頻 振 蕩 ， 可 忽 略調 制 電 壓直 流 反 偏 OQRV?????變容二極管利用 PN 結的結電容制成，在反偏電壓作用下呈現(xiàn)一定的結電容（勢壘電容） ，而且這個結電容能靈敏地隨著反偏電壓在一定范圍內變化，其關系曲線稱 ～ 曲線，如圖 所示。jCR由圖可見：未加調制電壓時，直流反偏 所對QV應的結電容為 。當調制信號為正半周時，變容?j二極管負極電位升高，即反偏增加時，變容二極管的電容 減??；當調制信號為負半周時，變容二極jC管負極電位降低，即反偏減小時， 增大，其變化jC具有一定的非線性，當調制電壓較小時，近似為工作在 ～ 曲線的線性段， 將隨調制電壓線性jR?j變化，當調制電壓較大時，曲線的非線性不可忽略，它將給調頻帶來一定的非線性失真。 圖 我們再回到圖 ，并設調制電壓很小，工作在 Cj～V R 曲線的線性段， 9 暫不考慮高頻電壓對變容二極管作用。設圖 用調制信號控制變容二極管結電容 　 （4tVQR???cos?4）由圖 可見：變容二極管的電容隨 υ R 變化。即： 　 （4tCmjQj?cos5）可得出此時振蕩回路的總電容為 （4tmjQNjN????? cos6）由此可得出振蕩回路總電容的變化量為： 　　　　 （4??tCCmjjQN?????cos7）由式可見：它隨調制信號的變化規(guī)律而變化，式中 的是變容二極管結電容變化的最大幅值。我們知道：當回路電容有微量變化 ?時，振蕩頻率也會產生 的變化，其關系如下：f?Cf???210 （48）式中，是 未調制時的載波頻率； 是調制信號為零時的回路總電容，顯0f 0然 （4jQNoC??9）由公式（42 ）可計算出中心頻率 ：0f )(210jQNLf??? （410）將（48 ）式代入（49 ）式，可得： tftCftfm?????coscs)/(21)0 （411） 10 頻偏： mCf)/(210?? （412）振蕩頻率： 　 （4????tftftfoo????cs13）由此可見：振蕩頻率隨調制電壓線性變化，從而實現(xiàn)了調頻。其頻偏 與f?回路的中心頻率 f0成正比，與結電容變化的最大值 Cm 成正比，與回路的總電容 C0成反比。 （2） 、參數(shù)計算根據(jù)前面的介紹，可以設計出如圖的振蕩電路，其中 R4 用來提供直流交流負反饋。設計中 D1 為變容二極管，我們選用 910AT 型變容二極管，其容量變化可以從幾十 PF 到 100 ~ 200PF．因此 C7 數(shù)值接近于 Cj 的高端值，若假設 C7足夠大，接近短路，而 C8 也逐漸增大，從幾個 PF 增加到十幾個 PF，此時 CΣ增大，則振蕩頻率減小，同時靜態(tài)調制特性會發(fā)生變化，所以綜合以上因素，C7,C8的選擇對靜態(tài)調制特性影響比較顯著，所以我們選擇 C7 為 220PF 的電容，C8 選擇 47PF 的電容。 由 ，??7j80C+???: 以及 Cj 的性質，我們選擇 C2 為100PF,C3 為 220PF,C6 為 用 R7,R8 對 D1 變容管加反偏電壓，工作電壓為 9V，R 7,R8 可選用為27KΩ,則反偏電壓為 。R 1,R2 為三極管基極偏置電阻，均選用 10KΩ．R 4 ,R5 為負反饋電阻，選擇較小的電阻即可，我們選用 R4 為 12Ω,R5 為１KΩ 。因為 fosc=12MHz,由 （4LCfosc?2?14） 11 設 C0 為 C2， C3 與 C6 串聯(lián)值 , ，由于 910 變容二極管在023652pfC??:偏置電壓 的情況下 Cj 較小，大概為十幾 pf，先不考慮 Cj 的值，所以并接在 L1 上的回路總電容為 （4??7j80C91pf+C????: 15）所以電感 L1 為 （4??????:16） 緩沖級因為本次實驗對該級有一定的增益要求，而中心頻率是固定的，因此用 LC并聯(lián)回路作負載的小信號放大器電路。緩沖放大級采用諧振放大，L 2 和 C10 諧振在振蕩載波頻率上。若通頻帶太窄或出現(xiàn)自激則可在 L2 兩端并聯(lián)上適當電阻以降低回路 Q 值。該極工作于甲類以保證足夠的電壓放大。對緩沖級管子的要求是 ??roscf35f?:?CBRCEOV2所以可選用普通的小功率高頻晶體管，如 3804 等。另外，　, bQeBEV+?IcQ??若取流過偏置電阻 R9,R10的電流為 I1=10IbQ則　　　 R10=VbQ/I1, R8=(VccVbQ)/I1所以選 R10,R8均為 的影響，射隨器與振蕩級之間采用松耦合，耦合電容 C9可選為 180pf.對于諧振回路 C10,L2,由 圖 ?? 12 故本次實驗取 C10為 100PF， ?????:所以，緩沖級設計電路為圖 所示。 功率輸出級為了獲得較大的功率增益和較高的集電極功率，設計中采用共發(fā)射極電路，同時使其工作在丙類狀態(tài)，組成丙類諧振功率放大器．由設計電路圖知 LC 12 和 C13為匹配網(wǎng)絡，與外接負載共同組成并諧回路．為了實現(xiàn)功率輸出級在丙類工作，基極偏置電壓 VB3應設置在功率管的截止區(qū)．同時為了加強交流反饋，在 T3的發(fā)射極串接有小電阻 R14．在輸出回路中，從結構簡單和調節(jié)方 圖 便考慮，設計采用 л 型濾波網(wǎng)絡，如圖 。L 3，C 12，C 13 構成 π 型輸出，Q3 管工作在丙類狀態(tài)，調節(jié)偏置電阻可以改變 Q3 管的導通角。導通角越小，效率越高,同時防止 T3 管產生高頻自激而引成回路用來實現(xiàn)阻抗匹配并進行濾波，即將天線阻抗變換為功放管所要求的負載值，并濾除不必要的高次諧波分量。 在選擇功率管時要求 0cmP?axIi??CBRCEOV2 roscf35f?:綜上可知，我們選擇 Q3804 功率管．由于要使功放級工作在丙類，就要使，解得 ，????:?放的效率較大，可以減小 Q3 管的導通角，這里取R13=11R12，第二級集電極的輸出電流已經(jīng)擴大了幾十倍，為防止第三級的輸入電流過大而燒壞三極管，需要相應的增大第