【正文】 求較高的直流電動機控制應用上。鑒于上述原因，本課題的EPS控制器的電機控制部分，采用了單極性PWM控制方式，占空比a的調整采用了定頻調寬法。在確定了PWM控制方法后，下一步的工作就是對半導體功率器件的選擇。2. 功率開關部件的選擇及其驅動電路目前應用較多的功率開關器件有功率場效應晶體管(Power MOSFET)、絕緣柵晶體管(IGBT)和MOS柵控晶體管(MCT)等。由于MOSFET開關管工作頻帶最寬，又具有一定的價格優(yōu)勢，所以在目前的控制系統(tǒng)中應用較多。選擇MOSFET的型號時要考慮到漏極電流的最大額定值，漏極一源極間電壓的最大額定值以及器件的導通電阻。根據(jù)助力電動機的電氣參數(shù)，考慮到還需留有一定的裕量，在電路設計中，我們選用的是國際整流公司(IR)的IRFZ48NN型MOSFET管，它的基本電氣參數(shù)和結構見表32。表32 功率場效應晶體管的電氣參額定漏極電壓V55V柵源開啟電壓V420V額定漏極電流I64A導通電阻R14m開通時間t90ns關短時間t84ns在選定功率開關器件后，接著就要考慮選擇與其相關的驅動器件，并設計驅動電路。功率開關器件的驅動電路一般采用專用的集成驅動器件或采用光耦器件。專用驅動器件常用的有IR公司IR2110, IR2111, IR2112, IR2113等。光耦驅動電路由于線路簡單，可靠性高，開關性能好，是設計時被廣泛采用的一種驅動電路，因此本設計采用了專用驅動器件IR2112。驅動光耦的型號很多，所以選用的余地也很大。驅動光耦選用較多的主要由東芝的TLP系列，夏普的PC系列，惠普的HCPL系列等?？紤]到電機的助力電流較大，為了能有效的隔離強電與弱電，提高系統(tǒng)的可靠性，在設計中最終采用了光耦驅動器件。所選用的光耦型號為東芝的TLP250，它包含一個GaAlAs光發(fā)射二極管和一個集成光探測器，是8腳雙列封裝，適合于工GBT或功率MOSFET柵極驅動電路。TLP250的主要電氣參數(shù)如下： .輸入閥值電流F=5mA (max)。 .電源電流Icc=11mA (max)。 .電源電壓(Vcc)=1012V。 .輸出電流Io=(min)。 .開關時間tPLH//tpHL=(max)。另外，開關器件在開通和關斷過程中可能同時承受過壓、過流、過大的di/dt, du/dt以及過大的瞬時功率，因此需要設計緩沖保護電路。緩沖電路就是為了在開關過程中保護開關器件，抑制高電壓和大電流的防護措施。在電路設計中，我們采用的是RCD沖、放電緩沖電路。當MOSFET關斷時，經(jīng)二極管D向電容C充電，由于二極管正向導通時壓降很小，所以關斷時的過壓吸收效果與電容的吸收效果相當。當MOSFET開通時，電容C通過電阻R放電，限制了MOSFET中的開通尖峰電流。RCD緩沖電路能有效地改善開關器件的開關特性，減小開關器件本身的功耗發(fā)熱。電磁離合器控制電路主要是完成功率接口電路的設計。此功率接口電路用于將單片機低電壓、小電流的控制信號轉換為用于控制電磁離合器的較大電壓、電流。為了確保繼電器工作可靠，對單片機輸出的控制信號通過上拉電阻使控制信號定位在低電平或者高電平?？紤]到電磁繼電器的干擾信號可能竄入單片機控制系統(tǒng)，從而影響數(shù)字電路部分的控制效果，采用光電耦合器對單片機系統(tǒng)的信號與繼電器部分的信號進行了光電隔離。電磁繼電器在接收到來自單片機控制系統(tǒng)的控制信號后做出相應的動作，系統(tǒng)設計為低電平有效，即在控制信號為低電平時電磁繼電器閉合，接通電磁離合器。顯示電路主要是用于故障信息的顯示。電動助力轉向系統(tǒng)安全性要求很高，而所有故障信息的外在反映都是通過顯示電路。故障信號類型轉化為發(fā)光二極管顯示出來。與電磁離合器的控制方式相同，發(fā)光二極管也是采用低電平有效的方式。電磁離合器驅動電路的設計如圖312所示。圖312 電磁離合器繼電器控制電路當系統(tǒng)輸出控制信號(高電平)時，經(jīng)反相驅動變?yōu)榈碗娖?，使光耦導通，從而使繼電器吸合，接通電磁離合器的電源。反之，繼電器斷開，切斷離合器電源。圖中所示電阻R2為限流電阻，二極管D1的作用是保護晶體管Q1。當繼電器吸合時，二極管D1截止，不影響電路工作。繼電器釋放時，由于繼電器線圈存在電感，這是晶體管Q1已截止，所以會在線圈的兩端產生較高的感應電壓。此感應電壓的極性為上負下正，正端接在晶體管的集電極上。當感應電壓與Vcc之和大于晶體管Q1的集電極反向電壓時，晶體管Q1有可能損壞。加入二極管D1后，繼電器線圈產生的感應電流從二極管D1流過，從而使晶體管Q1得到保護。 電動機保護電路及繼電器驅動電路設計前期的設計中沒有考慮電動機的保護環(huán)節(jié)，難以滿足電動助力轉向系統(tǒng)對安全性的要求。在設計中對此部分進行了補充。 圖313電動機保護電路及繼電器驅動電路 圖314 系統(tǒng)電源電路 圖314為系統(tǒng)電源電路，其中的12V電壓電源是車載電源。單片機控制系統(tǒng)需要5V的供電電壓，7805完成12V到5V的轉換。電路中的運算放大器等器件需要5V的供電電壓，由ICL7660產生所需的負電壓。ICL7660是美國哈里斯公司生產的變極性DGDC變換器。通過該DC/DC變換器可以將正電壓輸入變?yōu)樨撾妷狠敵?，即Vi與Vo的極性相反。這種變換器利用振蕩器和多路模擬開關實現(xiàn)電壓極性的轉換，因而靜態(tài)電流小、轉換效率高。另外，ICL7660還具有如下特點: 工作電壓范圍寬(+)。 可將CMOS或TTL的+5V電壓轉換成5V。 空載時沒有內部壓降，% 。 可采用串聯(lián)方式實現(xiàn)倍壓輸出。在檢測系統(tǒng)的電子線路和電子設備中，“干擾”是一種普遍存在的問題。它是檢測過程中的一種無用信號，它的存在會造成檢測系統(tǒng)檢測出的結果有偏差。為了使檢測系統(tǒng)能夠得到更加準確的檢測結果，在電路的設計時一定要考慮電路的抗干擾能力的設計。這就要求必須搞清楚干擾源、被干擾對象、干擾源和被干擾對象之間的耦合方式，只有這樣才能采取相應的措施，抑制干擾的影響。在實際測控系統(tǒng)中，干擾源主要來自以下幾方面： (1)機械干擾:主要是機械的振動或沖擊造成的干擾。 (2)溫度干擾:主要指系統(tǒng)中電子測量裝置和元器件在工作過程中產生的熱量以及環(huán)境溫度的變化造成的干擾。 (3)電磁干擾:主要是指設備本身的電磁波或外界的電磁場的影響在設備的有關電路中感應出干擾電流或干擾電壓，從而使設備的檢測出現(xiàn)偏差、甚至不能正常工作。干擾的耦合方式主要有以下幾種: (1)靜電電容耦合:由于電路與電路之間存在寄生電容，產生靜電效應從而引起干擾。對于小電流、高電壓干擾源產生的干擾主要是通過電容耦合產生的。 (2)電磁耦合:由于兩個電路之間存在互感而產生的干擾。 (3)共阻抗耦合:當一個電路的電流流經(jīng)共阻抗時所產生的壓降，就要在另一個電路中產生干擾電壓。 為此，在硬件的設計過程中，為了抑制干擾帶來的影響，應該采取以下措施: (1)屏蔽措施:系統(tǒng)中的控制電路板應放置在一個鐵盒中，并且鐵盒子與被屏蔽電路的零信號基準相接，從而起到抗干擾作用。同時信號的傳輸線全部采用帶屏蔽層的信號線，這樣就可以避免信號在傳輸過程中受到干擾。 (2)一點接地和多點接地:接地系統(tǒng)干擾主要是由于多點接地，使得兩接地點的電位不為零，這個電位差對于電路的輸入輸出電壓產生干擾，或由于兩個電路經(jīng)公共接地線接地，兩個電路電流不同而產生干擾。解決地線噪聲的方法有:①采用單點接地。所有強電信號地線都接到一個電源地線上，盡可能地把地線加粗，降低內阻:所有外部弱電信號用一個公共地線，并與電源地線分開。②并聯(lián)接地。可以切斷由于多個設備采用公用地區(qū)串聯(lián)接地而形成的環(huán)路。 (3)數(shù)字地和模擬地:數(shù)字地是指TTL或CMOS芯片，I/O接口芯片等數(shù)字邏輯電路的地端，以及A/D, D/A轉換器的數(shù)字地。而模擬地則是指A/D和D/A中模擬信號的接地端。在計算機測控系統(tǒng)中，數(shù)字地和模擬地分別接地。41 第4章 電動助力轉向系統(tǒng)的軟件設計控制器硬件是電子動力轉向系統(tǒng)的基石，而軟件則可以說是EPS系統(tǒng)的靈魂。EPS軟件的設計除了數(shù)據(jù)信號的采集和控制部分，還必須有特定的控制思想，即EPS的控制策略，才能實現(xiàn)對系統(tǒng)的控制要求。因此，本章主要討論與軟件設計相關的兩個方面：一是EPS控制策略的實現(xiàn)，二是各功能模塊的實現(xiàn)，數(shù)據(jù)信號的采集和控制信號的處理。 EPS的控制策略國內外學者研究了不同的EPS控制策略，但就目前己商品化的EPS來看，主要采用的還是PID控制，PID控制是連續(xù)系統(tǒng)中技術最成熟、應用最為廣泛的一種控制方式，有資料表明目前90%以上的工業(yè)控制回路均采用各種形式的PID控制算法。在這一節(jié)中，主要研究了PID控制算法在EPS中的應用，并對所采用的控制策略進行分析。 EPS的PID控制需要在調整一下章節(jié)的安排，.PID是Proportional(比例)、Integral(積分)、Differential(微分)三者的縮寫。PID控制的實質是根據(jù)反饋后計算得到的輸入偏差值，按比例、積分、微分的函數(shù)關系進行運算，其運算結果用以輸出。PID控制算法主要具有以下特點： 、現(xiàn)在和將來的主要信息，而且其配置近乎最優(yōu)。其中，比例代表了當前的信息，起糾正偏差作用，使過程反應迅速。微分在信號變化時有超前控制作用，代表了將來的信息。在過程開始時強迫過程進行，過程結束時減少超調，克服振蕩，提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性，加快系統(tǒng)的過渡過程:積分代表了過去積累的信息，它能消除靜差，改善系統(tǒng)靜態(tài)特性。此三種作用配合得恰當，可使動態(tài)過程快速、平穩(wěn)、準確，收到良好得效果。 2. PID控制適應性好，有較強的魯棒性。對各種工業(yè)應用場合都可以在不同程度上應用。 ，形成了完整的設計和參數(shù)調整方法，很容易為工程技術人員所掌握。在連續(xù)系統(tǒng)中常用的一種PID算法，其控制規(guī)律可以表示為:：u (t )= K p [e(t)++Td] (41)式中:K p—比例增益或比例系數(shù)。 Ti—積分時間常數(shù)。 Ta—微分時間常數(shù)。為便于在計算機中用程序實現(xiàn)PID控制，當采樣周期足夠小時，可用求和代替積分，用向后差分代替微分，則可將式((41)離散化為差分方程，然后做如下近似運算: (42) (43)式中T— 采樣周期。 k — 采樣序號。由式(4I )、式(42)、式(43)可得如下數(shù)字PID控制算式 u(k)=Kpe(k)+k+Kd[e(k)e(k1)] (44)式中K p— 比例系數(shù)。 K i —積分系數(shù)。 K d —微分系數(shù)。式(44)稱為PID的位置型算式。由于位置式PID算法需要累加所有的偏差e(i)，不僅要占用較多的存儲單元，而且不便于程序的編寫，所以人們又遞推出了PID控制的另一種算法—增量型算式。在實際的工程應用中，一般認為，在以晶閘管或以伺服電機作為執(zhí)行器件，或對控制精應當采用位置型算法。而在以步進電機或多圈電位器做執(zhí)行器件的系統(tǒng)中，則應采用增量式算法。根據(jù)EPS系統(tǒng)電動機的特點，我們選用了PID位置式算法。EPS控制策略的任務之一就是確定助力目標電流的大小。PID控制是根據(jù)助力特性曲線來確定助力目標電流的大小，然后對電動機采用了閉環(huán)PID控制。然而，EPS的助力特性曲線本身就是EPS所要研究的內容之一，很難根據(jù)它來確定一個合適的目標電流。在此，本文采用了PD控制策略，對整個EPS系統(tǒng)進行閉環(huán)控制，根據(jù)轉矩傳感器和車速信號的輸入來確定助力目標電流的大小，對EPS的PD控制做了初步的研究。算法中沒有采用積分環(huán)節(jié)，這是因為EPS系統(tǒng)是一個有差系統(tǒng)，需要保持系統(tǒng)的靜差,控制器中不能有積分環(huán)節(jié)。EPS的PD控制結構如圖41。給定轉向盤的轉矩T h，轉矩傳感器則有相應的輸出Tsen ，PD控制器根據(jù)轉矩傳感器輸出的轉矩T h，和轉矩的變化率Tsen來確定助力電動機電流的大小，并通過PWM方式驅動電動機助力。電動機電壓與轉矩的關系可由下式表示:度要求較高的系統(tǒng)中， U=K p Tsen +K d Tsen (45) 圖41 EPS的PD控制框圖一個優(yōu)良的軟件開發(fā)環(huán)境是高效開發(fā)軟件的基礎，他能大大縮短軟件開發(fā)的周期和提高軟件的質量。在初期的軟件設計和以后的臺架實驗當中，都需要在軟件開發(fā)環(huán)境中進行軟件的編輯、編譯、調試，因此，有必要介紹一下本課題所采用的軟件開發(fā)環(huán)境。 A/D采集程序A/D采集程序的編寫主要是對ADC0808的相關寄存器的設置及數(shù)字濾波算法。ADC0808的相關寄存器主要是:轉換控制寄存器（ADCCON)、轉換預分頻寄存器(ADCPSR )、轉換數(shù)據(jù)寄存器(ADCDAT ). EPS控制器對A/D數(shù)據(jù)的采集，只是采用了不同的A/D通道，而ADC相關寄存器的配置基本不變，數(shù)字濾波算法也可共用，因此只需編寫一個A/D采集程序就可，具體程序流程圖如圖42所示。圖42 A/D采集程序流程圖 PWM控制程序PWM脈寬調制程序主要是通過對89C52的定時器的操作來實現(xiàn)的。PWM脈沖頻率由定時計數(shù)緩沖區(qū)寄存器決定。PWM脈沖寬度值則由定時器的比較緩沖區(qū)寄存器的值來決定。定時器使能后，定時計數(shù)緩沖區(qū)寄存器具有一個初始值，用來載入到倒計時器計數(shù)器。 比較緩沖區(qū)寄存器具有一個初始值，用來載入到比較寄存器，與倒計時值相比較。比較緩沖區(qū)寄存器的值用于脈寬調制，當該計數(shù)器值與定時器控制邏輯中的比較寄存器值相等時，定時器控制邏輯改變輸出電平。因此，比較寄存器決定了PWM輸出高電平(或低電平)的時間。由前述的對電動機的PWM控制采用的時單極性定頻調寬法可知，在程序中只需設定好定時計數(shù)緩沖區(qū)寄存器的值就可以確定了PWM調制的頻率，改變比較緩沖