【正文】 如圖518所示)。此方式可充分利用電源電壓，浮動輸出載波的峰—峰值可達(dá)10 v，有效地提高了輸出功率，且能達(dá)到題目所有指標(biāo)要求，改選用此輸出電路形式。圖518 H橋型輸出電路②．開關(guān)管的選擇為提高功率放大器的效率和輸出功率，開關(guān)管的選擇非常重要，對它的要求是高速、低導(dǎo)通電阻、低損耗。方案一：選用晶體三極管、IGBT管。 晶體三極管需要較大的驅(qū)動電流，并存在儲存時間，開關(guān)特性不夠好，使整個功放的靜態(tài)損耗及開關(guān)過程中的損耗較大；IGBT管的最大缺點是導(dǎo)通壓降太大。方案二：選用VMOSFET管。VMOSFET管具有較小的驅(qū)動電流、低導(dǎo)通電阻及良好的開關(guān)特性，故選用高速VMOSFET管。2. 開關(guān)功率輸出電路①． H 橋式輸出電路基本結(jié)構(gòu)H 橋式輸出電路在數(shù)字功放中廣泛采用，其差動平衡式輸出可以濾除共模噪聲，同時可以實現(xiàn)較大的輸出功率，典型的數(shù)字功放H 橋式輸出電路如圖519所示，由四個開關(guān)與輸出濾波器組成。K1K K3K4 分別是橋的兩個橋臂，通過控制各個開關(guān)的閉合與斷開，產(chǎn)生PWM1 與PWM2 兩個信號，不同的開關(guān)控制規(guī)律決定PWM1 與PWM2 的波形不同，但無論何時，每個橋臂的上下兩只開關(guān)不能同時導(dǎo)通，以防止直通大電流的產(chǎn)生；由L、C組成的低通率波器濾除PWM 中的高頻成分，還原出原始音頻信號。根據(jù)開關(guān)控制規(guī)律的不同，橋式電路的PWM 輸出可分為雙極性PWM 與單極性PWM。圖519 H 橋式輸出電路②．雙極性PWMH 橋式電路輸出的兩路PWM波是180反向的，圖520所示為50%占空比，輸入為零的情況。PWM1與PWM2 都是低電平為零，高電平為VCC 的方波，PWM1 與PWM2 形成的差動信號則是低電平為VCC，高電平為VCC 的方波。如果PWM中包含音頻信息，則輸出PWM 波的占空比發(fā)生變化，占空比變化的雙極性PWM 波與濾波后波形如圖521所示。 圖520 雙極性PWM 占空比為50%波形 圖521 雙極性PWM 占空比變化與濾波后波形③．單極性PWMH橋式電路輸出的兩路PWM 波是同相的，圖522所示為50%占空比，輸入為零的情況，PWM1與PWM2 的相位差為零。PWM1與PWM2 都是低電平為零，高電平為VCC 的方波，PWM1與PWM2 形成的差動信號在50%占空比情況下為零，如果PWM 中包含音頻信息，PWM 占空比在0 與100%之間發(fā)生變化時，PWM1 與PWM2 的相位180，PWM1 與PWM2 形成的差動信號則是低電平為VCC，高電平為零，或者低電平為零，高電平為VCC 的方波，如圖523所示。 圖522 單極性PWM 占空比為50%波形 圖523 單極性PWM 占空比變化與濾波后波形④． LC 濾波特性為了從PWM 波中恢復(fù)音頻信號，要采用LC元件對PWM 進(jìn)行濾波，LC 參數(shù)要根據(jù)負(fù)載阻抗、PWM頻率、音頻帶寬、高頻噪聲等因素進(jìn)行設(shè)計。對LC 濾波器設(shè)計來說，上述幾方面要求是相互矛盾：選擇L、C 的參數(shù)較小，可以得到寬頻帶平直的響應(yīng)曲線，但濾波后殘余的PWM 高頻噪聲幅度較大，高頻噪聲超出音頻范圍，對聽感不會造成太大影響，但導(dǎo)致嚴(yán)重的電磁干擾；如果選擇L、C 的參數(shù)較大，可以將高頻噪聲降至較低水平，但頻響范圍變小，頻響曲線不平坦，在特定頻率段會造成很大幅度的電壓抬升。H 橋式電路輸出PWM波的極性不同，會對濾波器輸出產(chǎn)生影響。雙極性PWM與單極性PWM經(jīng)LC 濾波后的波形對比如圖524～圖526所示。相關(guān)參數(shù)如下：PWM 頻率：350～400kHz；音頻信號：1kHz；負(fù)載：8Ω純電阻；LL2：15μH；CC2 ：。 (a)雙極性PWM (b) 單極性PWM圖524 輸出削波之前 (a)雙極性PWM (b) 單極性PWM圖525 輸出中等幅度 (a)雙極性PWM (b) 單極性PWM圖526 殘余高頻噪聲從以上各圖可以看出，在相同條件下，單極性PWM比雙極性PWM波形清晰，高頻包絡(luò)成分少，高頻噪聲僅有雙極性PWM 的1/16。在阻抗分別為2Ω、4Ω、8Ω、16Ω、32Ω、空載等情況下，雙極性PWM與單極性PWM經(jīng)LC濾波后的20～20kHz 幅頻特性曲線對比如圖527。所示從中可以看出對于4Ω以上阻抗，采用單極性PWM可以得到更平直的幅頻特性，對于低阻抗驅(qū)動，雙極性PWM更有優(yōu)勢。 (a)雙極性PWM (b) 單極性PWM圖527 不同阻抗幅頻特性曲線⑤． 總結(jié)數(shù)字功放H 橋式輸出電路的兩類PWM可分為雙極性與單極性；單極性PWM具有高頻噪聲低，電磁干擾小，4Ω以上阻抗幅頻特性平直，10kHz～20kHz 輸出電壓抬升小等優(yōu)點，所反映出的負(fù)載阻抗變化敏感性小，特別適合負(fù)載變化較大的應(yīng)用場合，如公共廣播定壓輸出功放；在較低負(fù)載阻抗時，采用雙極性PWM 可以得到更大范圍的頻率響應(yīng)。⑥． H橋互補(bǔ)對稱輸出電路對VMOSFET的要求是導(dǎo)通電阻小，開關(guān)速度快，開啟電壓小。 因輸出功率稍大于l w，屬小功率輸出，可選用功率相對較小、輸入電容較小、容易快速驅(qū)動的對管，IRFDl20和IRFD9120 VMOS對管的參數(shù)能夠滿足上述要求，故采用之。實際電路如圖528所示。 互補(bǔ)PWM開關(guān)驅(qū)動信號交替開啟Q5和Q8或Q6和Q7，分別經(jīng)兩個4階Butterworth濾波器濾波后推動喇叭工作。圖528 H橋互補(bǔ)對稱輸出電路5. 低通濾波1．濾波器的選擇方案一：采用兩個相同的二階Butterworth低通濾波器。 缺點是負(fù)載上的高頻載波電壓得不到充分衰減。方案二：采用兩個相同的四階Butterworth低通濾波器，在保證20kHz頻帶的前提下使負(fù)載上的高額載波電壓進(jìn)一步得到衰減。2． 低通濾波采用開關(guān)放大技術(shù)的數(shù)字功放工作原理與模擬功放完全不同，其開關(guān)功率級輸出的高頻PWM信號中包含有音頻信號。PWM 頻率為幾百kHz，比音頻信號帶寬20~20kHz 大得多，為了從PWM 開關(guān)信號中恢復(fù)出音頻信號，通常采用低通濾波器（LPF），低通濾波器頻率特性如圖529所示。圖529 低通濾波器頻率特性圖530與圖531為PWM 濾波前后的時域與頻域分析。從圖中可以看出，PWM 經(jīng)過低通濾波器后高頻分量大大減小，音頻信號得到恢復(fù)，但總會殘留部分高頻開關(guān)成分。 圖530 PWM 濾波前后的時域波形 圖531 PWM 濾波前后的頻譜分布根據(jù)組成低通濾波器的元件與結(jié)構(gòu)不同，低通濾波效果與應(yīng)用方面不盡相同。圖532所示為數(shù)字功放中低通濾波器可能出現(xiàn)的位置及作用。低通濾波器按照組成元件通?？煞譃長C、RC型，RC又可分為無源與有源型，低通濾波器的比較如表52所示圖532 數(shù)字功放中低通濾波器位置及作用 表52 低通濾波器的比較以二階LC低通濾波器為例，其拉普拉斯變換為：在LC 低通濾波器中，負(fù)載電阻R是影響Q值的一個變量，負(fù)載電阻的變化將影響頻率響應(yīng)曲線，圖533所示為負(fù)載電阻為4 歐姆所設(shè)計的LC 參數(shù)，頻響曲線平坦，對于8 歐姆與2 歐姆負(fù)載，在20kHz 處的幅度分別有2db 的抬升與4dB 的下降。圖533 不同負(fù)載時LC 低通濾波器頻率響應(yīng)6 MAX9703/MAX9704單聲道/立體聲D類音頻功率放大器 概述MAX9703/MAX9704單聲道/立體聲D類音頻功率放大器，以D類效率提供AB類放大器的性能，節(jié)省電路板空間，而且無需使用大型的散熱裝置。這兩款器件采用了D類結(jié)構(gòu)，提供15W功率時效率高達(dá)78%。受專利保護(hù)的調(diào)制與開關(guān)方案可以省去傳統(tǒng)D類放大器的輸出濾波器。MAX9703/MAX9704提供兩種調(diào)制方案：固定頻率模式(FFM)與擴(kuò)頻模式(SSM)，SSM模式降低了調(diào)制頻率產(chǎn)生的EMI輻射。本器件采用全差分結(jié)構(gòu)、全橋輸出，并具有全面的雜音抑制。MAX9703/MAX9704具有80dB的高PSRR，%的低THD+N，以及超過95dB的SNR。短路與熱過載保護(hù)可防止器件在故障條件下?lián)p壞。MAX9703 提供32 引腳TQFN(5mm x 5mm x )封裝，MAX9704采用32引腳TQFN(7mm x 7mm x )封裝。兩款器件都工作在40176。C